共模抑制比详解

共模抑制比详细解释

定义 为了说明差分放大电路抑制共模信号及放大差模信号的 能力，常用共模抑制比作为一项技术指标来衡量，其定义为放大器对差模信号的 电压放大倍数Aud与对共模信号的 电压放大倍数Auc之比，称为共模抑制比，英文全称是Common Mode Rejection Ratio，因此一般用简写CMRR来表示，符号为Kcmr，单位是分贝db。

差模信号电压放大倍数Aud越大，共模信号电压放大倍数Auc越小，则CMRR越大。此时差分放大电路抑制共模信号的 能力越强，放大器的 性能越优良。当差动放大电路完全对称时，共模信号电压放大倍数Auc=0，则共模抑制比CMRR→∞，这是理想情况，实际上电路完全对称是不存在的 ，共模抑制比也不可能趋于无穷大。

差分放大器影响共模抑制比的 因素

◇ 电路对称性——电路的 对称性决定了被放大后的 信号残存共模干扰的 幅度，电路对称性越差，其共模抑制比就越小，抑制共模信号（干扰）的 能力也就越差。

◇ 电路本身的 线性工作围——实际的 电路其线性围不是无限大的 ，当差模信号超出了电路线性围时，即使正常信号也不能被正常放大，更谈不上共模抑制能力。实际电路的 线性工作围都小于其工作电压，这也就是为什么对共模抑制要求较高的 设备前端电路也采用较高工作电压的 原因。

为了说明差动放大电路抑制共模信号的 能力，常用共模抑制比作为一项技术指标来衡量，其定义为放大器对差模信号的 电压放大倍数Aud 与对共模信号的 电压放大倍数Auc之比，称为共模抑制比，用KCMR表示。

差模信号电压放大倍数Aud越大，共模信号电压放大倍数Auc越小，则KCMR越大。此时差分放大电路抑制共模信号的 能力越强，放大器的 性能越好。当差动放大电路完全对称时，共模信号电压放大倍数Auc=0，则共模抑制比KCMR→∞，这是理想情况，实际上电路完全对称是不存在的 ，共模抑制比也不可能趋于无穷大。电路对称性越差，其共模抑制比就越小，抑制共模信号（干扰）的 能力也就越差。 首页 > 教程 > 电滤波，防雷 > 正文

共模和差模信号的 定义及产生机理、电缆、绞线、变压器和扼流圈电磁干扰产生及其的 抑制 1 引言

了解共模和差模信号之间的 差别,对正确理解脉冲磁路和工作模块之间的 关系是至关重要的 。变压器、

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共模扼流圈和自耦变压器的 端接法,对在局域网（LAN）和通信接口电路中减小共模干扰起关键作用。共模噪音在用无屏蔽对绞电缆线的 通信系统中,是引起射频干扰的 主要因素,所以了解共模噪音将有利于更好地了解我们关心的 磁性界面的 电磁兼容论点。本文的 主要目的 是阐述差模和共模信号的 关键特性和共模扼流圈、自耦变压器端接法主要用途,以及为什么共模信号在无屏蔽对绞电缆线上会引起噪音发射。在介绍这些信号特点的 同时,还介绍了抑制一般噪音常用的 方法。 2 差模和共模信号

我们研究简单的 两线电缆,在它的 终端接有负载阻抗。每一线对地的 电压用符号V1和V2来表示。差模信号分量是VDIFF,共模信号分量是VCOM,电缆和地之间存在的 寄生电容是Cp。其电路如图1所示,其波形如图2所示。 2．1 差模信号

纯差模信号是：V1=－V2 （1） 大小相等,相位差是180° VDIFF=V1－V2 （2）

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因为V1和V2对地是对称的 ,所以地线上没有电流流过。所有的 差模电流（IDIFF）全流过负载。在以电缆传输信号时,差模信号是作为携带信息“想要”的 信号。局域网（LAN）和通信中应用的 无线收发机的 结构中安装的 都是差模器件。两个电压（V1＋V2）瞬时值之和总是等于零。 2．2 共模信号 纯共模信号是： V1=V2=VCOM （3） 大小相等,相位差为0° V3=0 （4）

共模信号的 电路如图3所示,

其波形如图4所示。

因为在负载两端没有电位差,所以没有电流流过负载。所有的 共模电流都通过电缆和地之间的 寄生电容流向地线。在以电缆传输信号时,因为共模信号不携带信息,所以它是“不想要”的 信号。

两个电压瞬时值之和（V1＋V2）不等于零。相对于地而言,每一电缆上都有变化的 电位差。这变化的 电位差就会从电缆上发射电磁波。

3 差模和共模信号及其在无屏蔽对绞线中的 EMC

在对绞电缆线中的 每一根导线是以双螺旋形结构相互缠绕着。流过每根导线的 电流所产生的 磁场受螺旋形的 制约。流过对绞线中每一根导线的 电流方向,决定每对导线发射噪音的 程度。在每对导线上流过差模和共模电流所引起的 发射程度是不同的 ,差模电流引起的 噪音发射是较小的 ,所以噪音主要是由共模电流决定。 .

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3．1 对绞线中的 差模信号

对纯差模信号而言,它在每一根导线上的 电流是以相反方向在一对导线上传送。如果这一对导线是均匀的 缠绕,这些相反的 电流就会产生大小相等,反向极化的 磁场,使它的 输出互相抵消。在无屏蔽对绞线系统中的 差模信号如图5所示。

在无屏蔽对绞线中,不含噪音的 差模信号不产生射频干扰。

3．2 对绞线中的 共模信号

共模电流ICOM在两根导线上以相同方向流动,并经过寄生电容Cp到地返回。在这种情况下,电流产生大小相等极性相同的 磁场,它们的 输出不能相互抵消。如图6所示,共模电流在对绞线的 表面产生一个电磁场,它的 作用正如天线一样。

在无屏蔽对绞线中,共模信号产生射频干扰。 3．3 电缆线上产生的 共模、差模噪音及其EMC

电子设备中电缆线上的 噪音有从电源电缆和信号电缆上产生的 辐射噪音和传导噪音两大类。这两大类中又分为共模噪音和差模噪音两种[1]。

差模传导噪音是电子设备部噪音电压产生的 与信号电流或电源电流相同路径的 噪音电流,如图7所示。减小这种噪音的 方法是在信号线和电源线上串联差模扼流圈、并联电容或用电容和电感组成低通滤波器,来减小高频的 噪音,如图8所示。

差模辐射噪音是图7电缆中的 信号电流环路所产生的 辐射。这种噪音产生的 电场强度与电缆到观测点的 距离成反比,与频率的 平方成正比,与电流和电流环路的 面积成正比。因此,减小这种辐射的 方法是.

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在信号输入端加LC低通滤波器阻止噪音电流流进电缆;使用屏蔽电缆或扁平电缆,在相邻的 导线中传输回流电流和信号电流,使环路面积减小。

共模传导噪音是在设备噪音电压的 驱动下,经过与设备之间的 寄生电容,在与电缆之间流动的 噪音电流产生的 ,如图9所示。减小共模传导噪音的 方法是在信号线或电源线中串联共模扼流圈、在地与导线之间并联电容器、组成LC滤波器进行滤波,滤去共模传导噪声。其电路如图10所示。共模扼流圈是将电源线的 零线和火线（或回流线和信号线）同方向绕在铁氧体磁芯上构成的 ,它对线间流动的 差模信号电流和电源电流阻抗很小,而对两根导线与地之间流过的 共模电流阻抗则很大。

共模辐射噪音是由于电缆端口上有共模电压,在其驱动下,从到电缆之间有共模电流流动而产生的 。辐射的 电场强度与电缆到观测点的 距离成反比,（当电缆长度比电流的 波长短时）与频率和电缆的 长度成正比。减小这种辐射的 方法有：通过在线路板上使用地线面来降低地线阻抗,在电缆的 端口处使用LC低通滤波器或共模扼流圈。另外,尽量缩短电缆的 长度和使用屏蔽电缆也能减小辐射。 在有些电路中也可接入图11所示的 抗干扰变压器来防止差模和共模噪音。

4 变压器与噪音传导

理想变压器理论上是完美的 电路元件,它能用完美的 磁耦合在初级和次级绕组之间传送电能。理想变压器只能传送交变的 差模电流。它不能传送共模电流,因为共模电流在变压器绕组两端的 电位差为零,不能在变压器绕组上产生磁场。

实际变压器初级和次级绕组之间有一个很小但不等于零的 耦合电容CWW,见图12。这个电容是绕组之间存在非电介质和物理间隙所产生的 。增加绕组之间的 空隙和用低介电常数的 材料填满绕组之间的 空间就能减小绕组之间电容的 数值。

电容Cww为共模电流提供一条穿过变压器的 通道,其阻抗是由电容量的 大小和信号频率来决定的 。

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5 共模扼流圈

对于理想的 单磁芯、双绕组的 共模扼流圈,将不考虑在实际扼流圈中或多或少存在的 杂散阻抗（Cww,DCR,Cp等）的 影响。这样的 假设是合理的 ,因为一个好的 扼流圈设计,它的 杂散阻抗和电路的 源阻抗、负载阻抗相比是可以忽略的 。 5．1 理想共模扼流圈对差模信号的 效应

差模电流以相反的 方向流过共模扼流圈的 绕阻,建立大小相等,极性相反的 磁场,它能使输出相互抵消,见图13。这就使共模扼流圈对差模信号的 阻抗为零。差模信号能不受阻地通过共模扼流圈。

5．2 理想共模扼流圈对共模信号的 效应

共模电流以相同的 方向流过共模扼流圈绕组的 每一边,见图14,它建立大小相等相位相同的 相加磁场。这一结果就使共模扼流圈对共模信号呈现高阻抗,使通过共模扼流圈的 共模电流大减弱。实际减弱量（或共模抑制量）取决于共模扼流圈阻抗和负载阻抗大小之比。 6 有中心抽头的 自耦变压器

自耦变压器是以定向电流传递方式实现能量传输的 。对于理想的 自耦变压器[2],不考虑实际或多或少存在的 杂散阻抗（Cww,DCR,Cp等）的 影响。这样的 假设是合理的 ,因为一个好的 自耦变压器设计,它的 杂散阻抗和电路的 源阻抗、负载阻抗相比是可以忽略的 。

6．1 理想自耦变压器对差模信号的 效应

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从差模信号看,有中心抽头的 自耦变压器是两个在相位上相同的 对分绕组,见图15。这就意味差模电流在其中所形成的 磁场,会使其对差模电流呈现高阻抗。相当于对差模信号并联了一个高阻值的 阻抗,它对差模信号的 大小没有影响。

6．2 理想自耦变压器对共模信号的 效应

从共模信号看,有中心抽头的 自耦变压器是两个在相位上相反的 对分绕组,见图16。这就意味共模电流在其中会形成大小相等相位相反的 磁场,这一磁场会使共模电流的 输出互相抵消。对共模信号呈现零阻抗效应,使共模信号直接短路到地。 7 减小电磁干扰的 一些常用方法

通常都是在电路设计、印制板布线上想办法来减小电磁干扰或在

机箱上增加屏蔽、采用有中心线的 共模扼流圈等方法来减小电磁干扰。 7．1 屏蔽

用金属材料将机箱部产生的 噪音封闭起来的 方法称为屏蔽。屏蔽对防止外部噪音进入机箱也是同样有效的 。电场屏蔽和磁场屏蔽的 方法是不同的 。

电场屏蔽是用导体将噪音源包围起来,然后接地,就能达到屏蔽的 目的 。由于导体表面的 反射损耗很大,因此很薄的 材料（铝箔、铜箔）也有很好的 屏蔽效果。另外,机箱上即使有缝隙,也不会产生太大的 影响。 磁场屏蔽主要用来屏蔽低频磁场的 干扰,

这种干扰是由交流电流或直流电流产生的 。例如,感应炼钢炉中有数万安培的 电流通过,在炉周围产生很强的 磁场,这个强磁场会使控制系统中的 磁敏器件失灵。最常见的 磁敏器件是彩色CRT显示器,在磁场的 作用下,显示器屏幕上的 图象颜色会失真,图象会产生抖动,导致显示质量严重降低,甚至无法使用。低频磁场往往随距离的 增加而衰减很快,因此在很多场合,将磁敏器件远离磁场源是减小磁场干扰的 十分有效的 措施。但当空间的 而无法采取这个方法时,屏蔽也是一个十分有效的 措施。要注意的 是,低频磁场屏蔽与射频磁场屏蔽是完全不同的 ,射频磁场的 屏蔽使用导电率高的 材料如铍铜复合材料、银、锡或铝等材.

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料,把它完全封闭起来,就可以了。但这些材料对低频磁场没有任何屏蔽作用。只有高导磁率的 铁磁合金才能屏蔽直流磁场或低频磁场。

根据电磁屏蔽的 基本原理,低频磁场由于其频率低,吸收损耗很小,趋肤效应很小,并且由于其波阻抗很低,反射损耗也很小,因此单纯靠反射和吸收很难获得需要的 屏蔽效果。对这种低频磁场,要通过使用高导磁率材料为磁场提供一条磁阻很低的 旁路来实现屏蔽,这样空间的 磁场便会集中在屏蔽材料中,从而使磁敏器件免受磁场干扰。

高导磁率材料在机械的 冲击下会极损失磁性,导致屏蔽效能下降。因此,屏蔽体在经过机械加工（如折弯、焊接、敲击、钻孔等）后,必须经过热处理以恢复磁性。热处理要在特定条件下进行,一般要在干燥氢气炉中以一定的 速率加热到1177℃,保持4个小时,然后以一定的 速率降低到室温。

在对拼连接处进行焊接时,要使用屏蔽材料母料做焊接填充料,这样可以保证焊缝处的 高导磁。如果屏蔽效能要求较低,也可以采用铆接或点焊的 方式固定,但要注意拼接处的 屏蔽材料要有一定的 重叠,以保证磁路上较小的 磁阻。

当需要屏蔽的 磁场很强时,仅用单层屏蔽材料,达不到屏蔽要求。这时,一种方法是增加材料的 厚度。但更有效的 方法是使用组合屏蔽,将一个屏蔽体放在另一个屏蔽体,它们之间留有气隙。气隙可以填充任何非导磁材料（如铝）做支撑。组合屏蔽的 屏蔽效果比单个屏蔽体高得多,因此组合屏蔽能够将磁场衰减到很低的 程度。 7．2 电路设计

由于时钟频率越高,高频能量的 发射越强,因此在数字电路中不要使用过高的 时钟频率。印制板上的 总线、较大的 环路面积和较长的 导线都是强辐射源,因此,除非必要,要尽量避免这些情况的 出现。使用大规

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模集成电路能够大幅度减少印制板上的 走线,从而减小辐射。在选用集成电路时,也有些问题需要注意。例如,高速肖特基电路由于脉冲上升时间很短,因此会在很高的 频率围产生发射。在功能允许的 条件下,尽量使用标准型电路。电路设计时要最大限度地保持数字线和信号线分离。信号通道必须远离输入输出线以防止数字线上开关噪音辐射到信号线上。

电磁干扰 EMI 的 来源及一些非常具体的 抑制方法 来源:RFID信息 作者: 发布时间:2007-08-03 18:02:26

EMC 问题常常是制约中国电子产品出口的 一个原因，本文主要论述 EMI 的 来源及一些非常具体的 抑制方法。 引言

电磁兼容性 (EMC) 是指 “ 一种器件、设备或系统的 性能，它可以使其在自身环境下正常工作并且同时不会对此环境中任何其他设备产生强烈电磁干扰 (IEEE C63.12-1987) 。 ” 对于无线收发设备来说，采用非连续频谱可部分实现 EMC 性能，但是很多有关的 例子也表明 EMC 并不总是能够做到。例如在笔记本电脑和测试设备之间、打印机和台式电脑之间以及蜂窝和医疗仪器之间等都具有高频干扰，我们把这种干扰称为电磁干扰 (EMI) 。

EMC 问题来源

所有电器和电子设备工作时都会有间歇或连续性电压电流变化，有时变化速率还相当快，这样会导致在不同频率或一个频带间产生电磁能量，而相应的 电路则会将这种能量发射到周围的 环境中。

EMI 有两条途径离开或进入一个电路：辐射和传导。信号辐射是通过外壳的 缝、槽、开孔或其他缺口泄漏出去；而信号传导则通过耦合到电源、信号和控制线上离开外壳，在开放的 空间中自由辐射，从而产生干扰。

很多 EMI 抑制都采用外壳屏蔽和缝隙屏蔽结合的 方式来实现，大多数时候下面这些简单原则可以有助于实现 EMI 屏蔽：从源头处降低干扰；通过屏蔽、过滤或接地将干扰产生电路隔离以及增强敏感电路的 抗干扰能力等。 EMI 抑制性、隔离性和低敏感性应该作为所有电路设计人员的 目标，这些性能在设计阶段的 早期就应完成。

对设计工程师而言，采用屏蔽材料是一种有效降低 EMI 的 方法。如今已有多种外壳屏蔽材料得到广泛使用，从金属罐、薄金属片和箔带到在导电织物或卷带上喷射涂层及镀层 ( 如导电漆及锌线喷涂等 ) 。无论是金属还是涂有导电层的 塑料，一旦设计人员确定作为外壳材料之后，就可着手开始选择衬垫。

金属屏蔽效率

可用屏蔽效率 (SE) 对屏蔽罩的 适用性进行评估，其单位是分贝，计算公式为

SEdB=A+R+B

其中 A ：吸收损耗 (dB) R ：反射损耗 (dB) B ：校正因子 (dB)( 适用于薄屏蔽罩存在多个反射的 情况 ) .

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一个简单的 屏蔽罩会使所产生的 电磁场强度降至最初的 十分之一，即 SE 等于 20dB ；而有些场合可能会要求将场强降至为最初的 十万分之一，即 SE 要等于 100dB 。

吸收损耗是指电磁波穿过屏蔽罩时能量损耗的 数量，吸收损耗计算式为

AdB=1.314(f×σ×μ)1/2×t

其中 f ：频率 (MHz) μ ：铜的 导磁率 σ ：铜的 导电率 t ：屏蔽罩厚度

反射损耗 ( 近场 ) 的 大小取决于电磁波产生源的 性质以及与波源的 距离。对于杆状或直线形发射天线而言，离波源越近波阻越高，然后随着与波源距离的 增加而下降，但平面波阻则无变化 ( 恒为 377) 。

相反，如果波源是一个小型线圈，则此时将以磁场为主，离波源越近波阻越低。波阻随着与波源距离的 增加而增加，但当距离超过波长的 六分之一时，波阻不再变化，恒定在 377 处。

反射损耗随波阻与屏蔽阻抗的 比率变化，因此它不仅取决于波的 类型，而且取决于屏蔽罩与波源之间的 距离。这种情况适用于小型带屏蔽的 设备。

近场反射损耗可按下式计算

R( 电 )dB=321.8-(20×lg r)-(30×lg f)-[10×lg(μ/σ)] R( 磁 )dB=14.6+(20×lg r)+(10×lg f)+[10×lg(μ/σ)]

其中 r ：波源与屏蔽之间的 距离。

SE 算式最后一项是校正因子 B ，其计算公式为

B=20lg[-exp(-2t/σ)]

此式仅适用于近磁场环境并且吸收损耗小于 10dB 的 情况。由于屏蔽物吸收效率不高，其部的 再反射会使穿过屏蔽层另一面的 能量增加，所以校正因子是个负数，表示屏蔽效率的 下降情况。

EMI 抑制策略

只有如金属和铁之类导磁率高的 材料才能在极低频率下达到较高屏蔽效率。这些材料的 导磁率会随着频率增加而降低，另外如果初始磁场较强也会使导磁率降低，还有就是采用机械方法将屏蔽罩作成规定形状同样会降低导磁率。综上所述，选择用于屏蔽的 高导磁性材料非常复杂，通常要向 EMI 屏蔽材料供应商以及有关咨询机构寻求解决方案。

在高频电场下，采用薄层金属作为外壳或衬材料可达到良好的 屏蔽效果，但条件是屏蔽必须连续，并将敏感部分完全遮盖住，没有缺口或缝隙 ( 形成一个法拉第笼 ) 。然而在实际中要制造一个无接缝及缺口的 屏蔽罩是不可能的 ，由于屏蔽罩要分成多个部分进行制作，因此就会有缝隙需要接合，另外通常还得在屏蔽罩上打孔以便安装与插卡或装配组件的 连线。

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设计屏蔽罩的 困难在于制造过程中不可避免会产生孔隙，而且设备运行过程中还会需要用到这些孔隙。制造、面板连线、通风口、外部监测窗口以及面板安装组件等都需要在屏蔽罩上打孔，从而大大降低了屏蔽性能。尽管沟槽和缝隙不可避免，但在屏蔽设计中对与电路工作频率波长有关的 沟槽长度作仔细考虑是很有好处的 。

任一频率电磁波的 波长为 : 波长 (λ)= 光速 (C)/ 频率 (Hz)

当缝隙长度为波长 ( 截止频率 ) 的 一半时 ,RF 波开始以 20dB/10 倍频 (1/10 截止频率 ) 或 6dB/8 倍频 (1/2 截止频率 ) 的 速率衰减。通常 RF 发射频率越高衰减越严重，因为它的 波长越短。当涉及到最高频率时，必须要考虑可能会出现的 任何谐波，不过实际上只需考虑一次及二次谐波即可。

7．3 印制板的 设计

在印制板上合适的 放置元器件与合理的 安排印制板走线是很关键的 。有些元器件,特别是磁性元件（如滤波器）在一个方向比其它方向可能有更大的 磁场。元器件相互之间成90°放置,磁场相互抵消并减小噪音辐射。开关器件远离磁性元件也能减小噪音辐射。印制板上的 走线也是主要的 辐射源。走线产生辐射主要是由于逻辑电路中电流的 突变,在走线的 电感上产生感应电压,这个电压会产生较强的 噪音辐射。另外,由于走线起着发射天线的 作用,因此走线的 长度越长,辐射的 噪音越多。短的 走线比长的 走线辐射少。粗的 走线比细的 走线噪音辐射少。所以使走线尽可能地短,从而把走线的 自感减到最小是很必要的 。 7．4 采用有中心线的 共模扼流圈

减少和改善噪音的 另一种方法,特别是对高频段,是在传输频道上用有中心线的 共模扼流圈,如图17所示。

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共模扼流圈的 耦合电容对中心线的 每一边是对称的 。变压器的 次级具有分路,这分路有助于变压器的 次级绕组的 分布电容更好地控制传输频道上的 返回损耗。它还可以在高频段提供一阻尼的 下凹,其频率围出现在(700～900)MHz之间,这个围也可以进行控制,典型的 响应曲线见图18。

变压器与 EMI 的 关系

系统设计工程师解决棘手的 EMI 问题时，很多时候都未能认真地研究变压器的 设计。变压器与 EMI 之间有如下的 关系。

由于变压器的 线圈带有高频电流，因此变压器实际上已成为接收 H 场的 天线。这些 H 场会冲击附近的 走线，并通过这些走线将 H 场传导或辐射到密封的 围以外。

由于部分线圈有摆动电压，因此实际上它们也成为接收电磁场的 天线。

初级及次级线圈之间的 寄生电容可以将噪声传送到绝缘层之外。由于次级线圈的 接地通常都与底板连在一起，因此这些噪声又会通过这个接地面传送回来，成为共模噪声。因此为了减少泄漏电感，最好将初级及次级线圈紧靠在一起，但这样也会增加线圈的 互感，从而增加共模噪声。 下面介绍一些有助于防止上述干扰情况出现的 技术。

符合安全规格的 变压器都在初级及次级线圈之间贴上三层符合安全规格的 聚酯 (Mylar) 胶带。除了这三层聚酯胶带之外，可能还会另外加插一片法拉第屏蔽铜片，以便将汇集在绝缘边界的 噪声电流收集在一起，并将这些噪声电流分流到别的 地方 ( 通常会传送到初级线圈的 接地 ) 。值得留意的 一点是，应该采用极薄的 铜片作为屏蔽，以免因出现涡流而产生损耗，并确保可减少泄漏电感。这片铜片一般厚 2~4 密耳 (mil) ，只环绕盘一周。另外还有一条导线焊接在铜片中心的 附近，而另一端则连接初级线圈的 接地端。这里要注意，铜片屏蔽的 两端不应该有电导性能上的 连接，因为对于变压器来说，这样会令这一绕圈短路。也可以在次级线圈上 ( 即加了三层绝缘之后 ) 再加设一个法拉第屏蔽，而这个屏蔽则与次级线圈接地连在一起。

通常变压器的 外围会有一层铜片屏蔽 ( 即 “ 磁通带 ”) 包围着。这个屏蔽主要用以遮挡 辐射。低成本的 设计通常会任由这个屏蔽浮动，但如有需要，这个屏蔽也可与次级线圈接地连在一起。如果按照这个方式连在一起，便需要考虑一些安全方面的 问题，例如加强初级及次级线圈之间绝缘效果的 规定问题，以及如何规定初级至次级线圈之间的 “ 蠕动 ”( 沿着绝缘面的 一段距离 ) 及 “ 间隙 ”( 空间的 最短距离 ) 问 题。如果变压器的 外盘设有空气隙，源自空气隙的 周边磁通会在磁通带产生严重的 涡流损耗。因此这个磁通带的 厚度通常也只有 2~4 密耳。需要注意，这个磁通带的 两端可以而且应该焊接在一起，因为这是外层屏蔽，无论怎样也不会让变压器的 绕线出现短路情况。但像拉法第屏蔽一样，如果采用良好的 绕线技术，这个外层屏蔽也可以不用。

从电磁干扰的 观点来看，回扫变压器最好采用设有间隙的 设计，即变压器的 外盘并无间隙。无屏蔽的 空气隙会在周边产生电磁场，换言之，会产生大量 EMI 信号。这些干扰除了会导致磁通带产生大量涡流损耗之外，也会成为强力的 辐射源。

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初级线圈通常会设有一个辅助线圈，为控制器及相关电路提供低干线电压。辅助线圈的 其中一端与初级线圈接地连在一起。只在辅助线圈的 线轴上绕一层线，而且利用一个 22pF~100pF 的 小型瓷电容器，再利用交流电将辅助线圈的 另一端 ( 即二极管的 一端 ) 与初级线圈接地耦合在一起，以确保辅助线圈可以收集及转移更多噪声 ( 正如图 1 所示 ) ，如果依照以上所说进行，辅助线圈便可提供多一个屏蔽 ( 虽然这是一个粗糙的 法拉第屏蔽 ) 。但实际上并不需要这个法拉弟线圈提供任何电流。因此这个电路根本无需采用这个线圈。可以采用细线以较疏的 间距绕线圈，线的 一端连接初级线圈接地，而另一端的 22 pF 小型电容器则直接接地。

由于场效应晶体管的 漏极产生摆动电压，因此最好将初级线圈的 这一端 尽量埋藏在最底的 一层，即应该属于底层绕线的 第一层。外层绕线便可将来自这层的 电磁场屏蔽。这个线圈的 漏极端绝对不应放在靠近 “ 安全屏障 ”( 三层胶带 ) 的 位置。闯进来的 噪声电流与寄生电容器两块铜片之间的 净 dV/dt 成正比。若大幅降低电容，便会对泄漏电阻造成不利的 影响，因此应该尽量减低这个电容器的 净 dV/dt 值。 通过比较图 1 左边的 结构框图与右边的 电路图，便可发现任何线圈的 首尾两端都有特别的 标示。尤其是右边的 电路图，开始的 一端全部用黑点标示出来。以典型的 生产流程来说，绕线机每一次绕线都采用同样的 旋转方向，所以所有开始端 ( 以黑点标出的 一端 ) 都有同样的 磁性性能 ( 因此如果某一黑点处于高位，其它黑点也同时处于高位，这与另一端的 表现不同 ) 。若细心留意其中的 真实距离，便会发现某一线圈的 每一黑点端都很靠近下一线圈的 无黑点端。

换言之，以图 1 的 回扫变压器来说，次级线圈的 二极管端一定靠近安全屏障。因此虽然次级线圈会产生一部分 dV/dt ，但初级线圈只有极小的 dV/dt ，令屏障两边只产生极小的 净 dV/dt 。这个 dV/dt 值会比初级线圈漏极靠近安全屏障的 数值小得多。若变压器线圈的 绕线方式有错，即图 1 所示的 首尾两端以反方向绕线，便会出现初级线圈漏极靠近安全屏障的 情况。若采用这种设计，便会有大量的 共模噪声直接闯入底板 / 接地。

图 1 的 变压器有它的 优点，那就是次级线圈的 无噪声端 ( 接地 ) 属于最外层。这一层形成一个很好的 屏蔽，因此可以无需采用铜片屏蔽环绕该线圈。

可以利用同样的 原理解释正向转换变压器的 操作，但由于受到前述线圈的 摆设次序所限，令初级及次级线圈的 无噪声端自动分隔在安全屏障的 两边。从传导电磁干扰的 角度来看，这个安排较好，因为极少噪声会通过寄生电容闯入线圈。但最外层已不再属于无噪声区，而且可能会有辐射问题出现。在这样的 情况下，必须采用屏蔽 将线圈包藏起来。

正向转换器外层辐射问题有一个解决的 办法。即要求制造商将次级线圈 ( 只限于次级线圈 ) 的 绕线方向反过来。例如，绕线机一直按照顺时针方向进行绕线，但到次级线圈时，可以按反时针方向绕线。若按照这个方式绕线，以上所说有关回扫变压器的 运作原理也适用于正向转换变压器，令转换器的 外层在没有屏蔽时也不会受辐射干扰。

正向转换变压器并无空气隙，即使有，这个空间也很窄小，因此它是低噪声变压器。此外，也可按照邻近效应的 分析，将线圈交错排列，以便大幅减少能产生泄漏磁通及 EMI 的 磁力。

将晶体管安装在底板之上时，可以尝试将散热片的 电容感生电流消除。办法是采用另一线圈，其匝数与主线圈相同，但相位相反，而线圈的 绕线可以更为细小。

棒 式电感器经常用于输出端的 滤波后 LC 级。由于这些电感器采用开放式结构，因此一直称为 “ 电磁干扰大炮 ” 。由于这类棒式电感器成本较低，而且占用较少电路板空间，因此至今仍然有人使用。但它们应

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垂直放置，若两条棒式电感器同样用于某一输出，则应该采用相同的 绕线方式将绕线绕在两条棒上，然后将印刷电路板的 设计稍加修改配合，使两条棒的 电流以截 然相反的 方向流动。这样有助于将某一电感器的 磁通直接耦合到另一电感器，确保不会有太多磁通溢出。 布局设计

应小心审视每一布局，以确定印刷电路板哪一部分走线最具关键作用。启动或关闭时，电流若突然间开始或停止流动，往往会令走线产生电 感尖峰。每一次过渡时，这一部分走线会产生极高的 dI/dt 尖峰电流。根据以往的 经验，即每一英寸走线有 20nH 电感，电压尖峰可以利用方程式 V=L(dI/dt) 计算出来。这些高频电流环路的 面积必须尽量缩小，因为这些电流不但会产生 EMI ，而且还会闯入置式开关稳压器的 控制电路，令操作出现错误。

构思设计时必须小心，以防无意中令走线产生摆幅过高的 电压，因为高摆幅电压的 走线会成为极易接收电场信号的 天线。无论采用什么布局，连接开关节点的 走线很容易产生这种天线效应。因此需要加大其铜线面积，以降低电感。

接 地也是降低 EMI 整体水平的 好办法，而且是非常有效的 方法。以多层式电路板为例，电路板的 外层都设有电源器件及相关的 走线，如果连接的 下一层是接地， EMI 会下降 10~20 dB 。若与采用成本较低的 单 / 双面电路板相比，这个方法更具成本效益，而且无需采用笨重的 滤波器。但这样的 接地面必须确保传送的 信号完整无损，因为在低频 环境下，回流电流有这样的 倾向，就是喜欢选择最短的 直线路径，但较高频的 谐波大多数会直接在另一面的 正向走线下按照自己的 影像复制。只要有机会，电流就会自动缩小其包围面积，因为这样可降低走线的 电感，以及为电流指示一条最低阻抗的 路径。若因考虑不周而在不适合走线的 地方将其它走线贯穿接至地面，会导致真 正需要该部分接地面的 功率转换器级受其影响，令其回流电流绕过贯穿的 走线，这样会产生频槽天线效应。 问题的 解决办法

最好的 办法还是先将共模及差分模式的 信号分开，然后分别加以研究，以便调试不理想的 频谱。 LISN 的 读数只提供总传导噪声中的 某一加权部分，因此除非有特别的 辅助配件 ( 包括经修改的 LISN) ，只能通过猜测来确定哪一部分 EMI 属于差分模式，哪一部分属于共模。若只靠 LISN 读数，未必知道干扰的 真正原因。图 2 显示两条电流探测路线，它们互相缠绕在一起，其效果好像利用 “ 联立方程式 ” 将共模与差分模式的 部分分开计算。实际设计当中，同时进行这两项测量比分开进行 好，因为这样可以知道共模信号与差分信号之间的 相对相位关系。这是非常宝贵的 信息

电磁干扰 EMI 的 来源及一些非常具体的 抑制方法 来源:RFID信息 作者: 发布时间:2007-08-03 18:02:26

EMC 问题常常是制约中国电子产品出口的 一个原因，本文主要论述 EMI 的 来源及一些非常具体的 抑制方法。 引言

电磁兼容性 (EMC) 是指 “ 一种器件、设备或系统的 性能，它可以使其在自身环境下正常工作并且同时不

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会对此环境中任何其他设备产生强烈电磁干扰 (IEEE C63.12-1987) 。 ” 对于无线收发设备来说，采用非连续频谱可部分实现 EMC 性能，但是很多有关的 例子也表明 EMC 并不总是能够做到。例如在笔记本电脑和测试设备之间、打印机和台式电脑之间以及蜂窝和医疗仪器之间等都具有高频干扰，我们把这种干扰称为电磁干扰 (EMI) 。

EMC 问题来源

所有电器和电子设备工作时都会有间歇或连续性电压电流变化，有时变化速率还相当快，这样会导致在不同频率或一个频带间产生电磁能量，而相应的 电路则会将这种能量发射到周围的 环境中。

EMI 有两条途径离开或进入一个电路：辐射和传导。信号辐射是通过外壳的 缝、槽、开孔或其他缺口泄漏出去；而信号传导则通过耦合到电源、信号和控制线上离开外壳，在开放的 空间中自由辐射，从而产生干扰。

很多 EMI 抑制都采用外壳屏蔽和缝隙屏蔽结合的 方式来实现，大多数时候下面这些简单原则可以有助于实现 EMI 屏蔽：从源头处降低干扰；通过屏蔽、过滤或接地将干扰产生电路隔离以及增强敏感电路的 抗干扰能力等。 EMI 抑制性、隔离性和低敏感性应该作为所有电路设计人员的 目标，这些性能在设计阶段的 早期就应完成。

对设计工程师而言，采用屏蔽材料是一种有效降低 EMI 的 方法。如今已有多种外壳屏蔽材料得到广泛使用，从金属罐、薄金属片和箔带到在导电织物或卷带上喷射涂层及镀层 ( 如导电漆及锌线喷涂等 ) 。无论是金属还是涂有导电层的 塑料，一旦设计人员确定作为外壳材料之后，就可着手开始选择衬垫。

金属屏蔽效率

可用屏蔽效率 (SE) 对屏蔽罩的 适用性进行评估，其单位是分贝，计算公式为

SEdB=A+R+B

其中 A ：吸收损耗 (dB) R ：反射损耗 (dB) B ：校正因子 (dB)( 适用于薄屏蔽罩存在多个反射的 情况 )

一个简单的 屏蔽罩会使所产生的 电磁场强度降至最初的 十分之一，即 SE 等于 20dB ；而有些场合可能会要求将场强降至为最初的 十万分之一，即 SE 要等于 100dB 。

吸收损耗是指电磁波穿过屏蔽罩时能量损耗的 数量，吸收损耗计算式为

AdB=1.314(f×σ×μ)1/2×t

其中 f ：频率 (MHz) μ ：铜的 导磁率 σ ：铜的 导电率 t ：屏蔽罩厚度

反射损耗 ( 近场 ) 的 大小取决于电磁波产生源的 性质以及与波源的 距离。对于杆状或直线形发射天线而言，离波源越近波阻越高，然后随着与波源距离的 增加而下降，但平面波阻则无变化 ( 恒为 377) 。

相反，如果波源是一个小型线圈，则此时将以磁场为主，离波源越近波阻越低。波阻随着与波源距离的 增

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加而增加，但当距离超过波长的 六分之一时，波阻不再变化，恒定在 377 处。

反射损耗随波阻与屏蔽阻抗的 比率变化，因此它不仅取决于波的 类型，而且取决于屏蔽罩与波源之间的 距离。这种情况适用于小型带屏蔽的 设备。

近场反射损耗可按下式计算

R( 电 )dB=321.8-(20×lg r)-(30×lg f)-[10×lg(μ/σ)] R( 磁 )dB=14.6+(20×lg r)+(10×lg f)+[10×lg(μ/σ)]

其中 r ：波源与屏蔽之间的 距离。

SE 算式最后一项是校正因子 B ，其计算公式为

B=20lg[-exp(-2t/σ)]

此式仅适用于近磁场环境并且吸收损耗小于 10dB 的 情况。由于屏蔽物吸收效率不高，其部的 再反射会使穿过屏蔽层另一面的 能量增加，所以校正因子是个负数，表示屏蔽效率的 下降情况。

EMI 抑制策略

只有如金属和铁之类导磁率高的 材料才能在极低频率下达到较高屏蔽效率。这些材料的 导磁率会随着频率增加而降低，另外如果初始磁场较强也会使导磁率降低，还有就是采用机械方法将屏蔽罩作成规定形状同样会降低导磁率。综上所述，选择用于屏蔽的 高导磁性材料非常复杂，通常要向 EMI 屏蔽材料供应商以及有关咨询机构寻求解决方案。

在高频电场下，采用薄层金属作为外壳或衬材料可达到良好的 屏蔽效果，但条件是屏蔽必须连续，并将敏感部分完全遮盖住，没有缺口或缝隙 ( 形成一个法拉第笼 ) 。然而在实际中要制造一个无接缝及缺口的 屏蔽罩是不可能的 ，由于屏蔽罩要分成多个部分进行制作，因此就会有缝隙需要接合，另外通常还得在屏蔽罩上打孔以便安装与插卡或装配组件的 连线。

设计屏蔽罩的 困难在于制造过程中不可避免会产生孔隙，而且设备运行过程中还会需要用到这些孔隙。制造、面板连线、通风口、外部监测窗口以及面板安装组件等都需要在屏蔽罩上打孔，从而大大降低了屏蔽性能。尽管沟槽和缝隙不可避免，但在屏蔽设计中对与电路工作频率波长有关的 沟槽长度作仔细考虑是很有好处的 。

任一频率电磁波的 波长为 : 波长 (λ)= 光速 (C)/ 频率 (Hz)

当缝隙长度为波长 ( 截止频率 ) 的 一半时 ,RF 波开始以 20dB/10 倍频 (1/10 截止频率 ) 或 6dB/8 倍频 (1/2 截止频率 ) 的 速率衰减。通常 RF 发射频率越高衰减越严重，因为它的 波长越短。当涉及到最高频率时，必须要考虑可能会出现的 任何谐波，不过实际上只需考虑一次及二次谐波即可。

共模信号和差模信号是指差动放大器双端输入时的 输入信号。

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共模信号：双端输入时，两个信号相同。

差模信号：双端输入时，两个信号的 相位相差180度。

回答者：yychsh - 助理 三级 12-31 11:

共模信号和差模信号是指差动放大器双端输入时的 输入信号。 共模信号：双端输入时，两个信号相同。

差模信号：双端输入时，两个信号的 相位相差180度。 任何两个信号都可以分解为共模信号和差模信号。 设两路的 输入信号分别为： A,B.

m,n分别为输入信号A，B的 共模信号成分和差模信号成分。 输入信号A，B可分别表示为：A=m+n；B=m-n

则输入信号A,B可以看成一个共模信号 m 和差模信号 n 的 合成。 其中m=(A+B)/2；n=(A-B)/2。

差动放大器将两个信号作差，作为输出信号。则输出的 信号为A-B，与原先两个信号中的 共模信号和差模信号比较，可以发现：

共模信号m=(A+B)/2不见了，而差模信号n=(A-B)/2得到两倍的 放大。 这就是差模放大器的 工作原理。

共模抑制比：差模信号电压增益与共模信号电压增益的 比值，说明差分放大电路对攻模信号的 抑制能力，因此共模

抑制比越大越好，说明电路的 性能优良

传输线的 共模状态：当两条耦合传输线上驱动信号的 幅度与相位都相同时，称为共模传输模式。此时，传输线的 等

效电容将随着互容的 减少而减少，同时等效电感却因为互感的 增加而增加。

传输线的 差模状态：当两根耦合的 传输线相互之间的 驱动信号幅值相同但相位相差180 度的 时候，就是一个差模传

输的 模型。此情况下，传输线的 等效电容因为互容的 加倍而增加，但是等效电感因为互感的 减小而变小。

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