T型三电平并网逆变器两种调制策略研究

摘要：效率和并网电流电能质量是并网逆变器的两个重要指标，PWM 调制方式对效率和并网电流电能质量存在关键的影响。比较了连续空间矢量调制和不连续空间矢量调制两种方式对逆变器损耗和并网电流电能质量的影响。并在10 kW三电平T型并网逆变平台上进行了实验验证。

引言

效率和并网电流的电能质量是并网逆变器的两个重要指标。不连续调制方式因为可以降低损耗提升效率而在两电平和三电平拓扑中都有广泛应用，相比于连续的空间矢量调制（SVM），采用不连续调制（DPWM）方式使每相开关在120°范围内不动作，可以降低开关损耗从而提升效率。但在开关不动作区间，电感电流纹波增大，势必影响并网电流谐波特性。同时，死区在开关不动作区间停止作用，也将对谐波分量产生影响。不连续调制方式在三电平拓扑中的应用以NPC拓扑为主。 近来，T 型三电平由于具有更低的导通损耗，更少的独立驱动电源等优点而越来越受关注。本文通过在一台T型三电平并网逆变装置上采用SVM和DPWM1两种调制方式来比较其对应的逆变器的损耗与并网电流谐波畸变率（THD），证实后者是更加有利的调制策略。

1 调制方式

1.1 空间矢量调制

T 型三电平并网逆变器主电路结构如图1所示，以母线电容中点O为参考，每相桥臂可以输出三种电平，记为

关状态，生成19个空间矢量，如图2所示。

。三相三电平逆变器共有27种开

图2 三电平空间矢量图

图3 Ⅰ扇区2区间矢量序列

选择矢量序列并计算矢量作用时间，即可唯一确定一种调制方式。普通空间矢量调制方式按照最近三角的原则选择矢量，当参考矢量旋转至I扇区2区间的矢量序列如图3所示。

1.2 不连续调制

观察图3矢量序列，一个开关周期内每相开关动作两次，开关动作都会产生开关损耗。 而从图2可知，序列中开关状态PPO与OON代表同一矢量，如果将OON的作用时间转移至 PPO， 则序列变成图4（a）所示，在保证原有矢量作用时间不变的前提下，实现了a相的不动作，消除了开关周期内的a相开关损耗。同理，若将PPO的作用时间转移

至OON，则序列变成图4（b）所示，c相在开关周期内不动作。

图4 Ⅰ扇区2区间不连续调制序列

在其他区间或扇区内，通过类似的调整，均可实现一个开关周期内两相中的某相没有开关损耗。这种在开关周期内将代表同一矢量的两种开关状态只存其一，而使某相在该开关周期不动作的调制方式称为不连续调制。

图5 DPWM1不动作与钳位电平

当开关管电压应力和器件结温一定时，开关损耗随电流增大而增大，若使开关不动作区间正对相电流峰值，则开关损耗将可尽最大程度地降低，考虑并网逆变器功率因数为 1，采用 DPWM1 [1，2]的调制方式。DPWM1在各个扇区的钳位情况如图5所示，其中 p 表示开关钳位至

2 损耗分析

开关器件的损耗由导通损耗和开关损耗构成，其中开关损耗由开通损耗、关断损耗和二极管反向恢复损耗构成。考虑到三相对称，仅分析单相损耗。

A 相器件导通损耗

式中：T 为基波周期；N为载波比；

为规则采样的电感电流；

的导通压降；

和分

分别是IGBT和反并二极管对应电感电流

别是 IGBT 和反并二极管在第k个开关周期的导通时间。

器件开关损耗

式中：M为工频周期内开关动作的开关周期数。 一个开关周期内产生开通损耗、关断损耗和反向恢复损耗各一次；开通和关断损耗的能量；量。

分别是当电流为

时 IGBT 一次

时反并二极管一次反向恢复损耗的能

根据矢量作用时间计算器件导通时间，根据器件手册拟合器件的导通压降，开通、关断和反向恢复损耗能量，可以得到不同功率等级下逆变器桥臂效率与各部分损耗如图6，计算条件见表1。

图6 器件损耗与桥臂效率理论值

3 谐波分析

忽略电网电压的谐波分量，并网电流谐波分量可用表达式（3）表示：

不同调制方式的谐波特性不同，将对并网电流THD造成不同影响，由式（3）可见，并网电流谐波特性与线电压PWM波形谐波特性具有一致性，另外，并网电流谐波分量经过滤波器的衰减将使得不同调制方式的谐波特性差异变得不显著，因此下文通过比较不同调制方式的线电压 PWM 波形的谐波分量来讨论调制方式对谐波特性的影响。

为了防止桥臂直通，需要在开关过程中插入死区时间。死区时间设置的一般方法是驱动信号上升沿延迟，使将要开通的开关延迟死区时间后导通。在死区时间内，实际的桥臂输出电压与理想桥臂输出电压相差了误差电压，误差电压的幅值为

，宽度为死区时

间，方向与电流极性相反。当开关在开关周期内不动作时，死区就无法造成误差电压。对死区误差电压作方波等效。将开关周期内幅值为度为

的方波。

的脉冲，等效为宽度 ，高

图7为根据桥臂开关的导通时间绘制的SVM与DPWM1的等效相电压调制波形 ，忽略了纹波过零的电流波形 ，和与之极性相反的死区误差电压等效方波

。由

图7可见，两种调制方式下死区误差电压的等效方波仅差别在开关钳位时死区误差电压为零。

将死区引起的误差电压叠加至理想线电压，利用Matlab进行傅里叶分解，仿真计算参数与表1一致，死区时间3μs，采样点数为 65 536，THD计算到51次谐波，可以得到图 8 的结果，横坐标为谐波次数，纵坐标为谐波分量百分比。

通过图8的对比可以发现：（1）与SVM相比，PWM1在开关次谐波附近有明显上升；（2）加入死 区电压后，低次谐波明显上升；（3）加入死区之前SVM的低次谐波优于DPWM1；（4）加入死区之后DPWM1的低次谐波优于SVM。DPWM1所带来的谐波影响主要集中在开关次 频率， 经滤波器衰减后对并网电流的影响将更小，因此死区效应影响THD较显著。在功率因数为1和考虑死区效应的条件下，DPWM1调制方式的并网电流THD将比SVM更低而不是更高。

4 实验

研制了 10 kW T型三电平逆变平台。开关器件选用英飞凌IKW40T120，控制芯片采用 DSP芯片TMS320F2808，死区功能由CPLD芯片EPM570实现，死区时间 3μs。系统主要参数列如表 2。

理论桥臂效率与实测桥臂效率对比如图9所示，利用WT1800功率分析仪进行测量，由于存在线缆损耗等固定损耗，实测效率略低于理论效率，DP- WM1效率高于SVM效率。并网实验波形如图10，网电压（400 V/div），

是逆变桥臂输出PWM线电压（400 V/div），

是电

是A相并网电流（20 A/ div）， 是D输出的等效相电压

调制波，表征当前的调制方式。

10 kW时SVM的并网电流THD为3.29%，DP- WM1的并网电流THD为3.23%（测试到500次谐波），如图11。

由图11可以看出，在开关次谐波附近DPWM1比SVM有所增高，在谐波低频范围内 DPWM1谐波分量略低，5次谐波差别最为明显，从而在并网电流THD上DPWM1略低于 SVM。

结语

11 10KW并网电流谐波分量

图5

采用DPWM1降低了开关损耗使逆变器效率有所提升。DPWM1导致的谐波分量的增加集中体现在开关次谐波，对THD影响相对较小；死区效应导致的谐波的增加集中体现在低频谐波，对THD影响相对显著。 因此功率因数为1时，在死区作用DPWM1的并网电流 THD 和逆变器桥臂效率均优于SVM。