第５２卷第９期 ２０１８年９月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．９ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１８ 基于无谐波检测三相四开关ＡＰＦ模型预测控制 杨立行，蔡 霞，王 英，汤振华 （国网江西省电力公司电力科学研究院，江西南昌 ３３００９６） 摘要：提出一种基于无谐波检测技术的三相四开关并联有源电力滤波器（ＴＦＳＡＰＦ）模型预测控制（ＭＰＣ），该控 制取代了传统四开关逆变器空间矢量脉宽调制（ＳＶＰＷＭ）算法，无需扇区判断和电压基矢量作用时间计算，避 免了因母线中点电位偏移导致扇区误判断及合成零电压矢量存在误差。分析了传统ＳＶＰＷＭ算法和ＭＰＣ对系 统的补偿效果，得出在预测允许误差范围内，提前预测两个采样周期的指令信号具有更好的补偿性能。新型控 制方案省略了谐波检测相关运算．简化了调制算法。仿真结果验证了该方法的有效性与实用性。 关键词：有源电力滤波器；无谐波检测：模型预测 中图分类号：ＴＮ７１３＋．８ 文献标识码：Ａ 文章编号：１０００一ｌＯＯＸ（２０１８）０９—０１２０—０４ Ｔｈｒｅｅ．ｐｈａｓｅ Ｆｏｕｒ．ｓｗｉｔｃｈ ＡＰＦ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｆｒｅｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＹＡＮＧ Ｌｉ—ｘｉｎｇ，ＣＡＩ Ｘｉａ，ＷＡＮＧ Ｙｉｎｇ，ＴＡＮＧ Ｚｈｅｎ—ｈｕａ （Ｓｔａｔｅ Ｇｒｉｄ Ｊｉａｎｇｘｉ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ，Ｎａｎｃｈａｎｇ ３３００９６，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａ ｍｏｄｅｌ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌ（ＭＰＣ）ｗｉｔｈｏｕｔ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｒｅｅ·ｐｈａｓｅ ｆｏｕｒ—ｓｗｉｔｃｈ ｓｈｕｎｔ ａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｆｉｌｔｅｒ（ＴＦＳＡＰＦ）ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｔｏ ｒｅｐｌａｃｅ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｆｏｕｒ ｓｗｉｔｃｈ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＳＶＰＷＭ）ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，ｗｉｔｈｏｕｔ ｓｅｃｔｏｒ ｊｕｄｇｍｅｎｔ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ ｔｉｍｅ，ａｖｏｉｄ ｔｈｅ ｂｕｓ ｍｉｄｐｏｉｎｔ ｐｏｔｅｎｔｉａｌ ｏｆｆｓｅｔ ｃａｕｓｅｄ ｂｙ ｓｅｃｔｏｒ ｍｉｓｊｕｄｇｍｅｎｔ ａｎｄ ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｏｆ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒ ｅｒｒｏｒ．Ｔｈｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＳＶＰＷＭ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ａｎｄ ＭＰＣ ｏｎ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｉｔ ｉｓ ｃｏｎｃｌｕｄｅｄ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｓｉｇｎａｌ ｗｉｔｈ ｔｗｏ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｐｅｒｉｏｄｓ ｉｓ ｂｅｔｔｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒ ｒａｎｇｅ．Ｔｈｅ ｎｅｗ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ ｏｍｉｔｓ ｔｈｅ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｄｅ— ｔｅｃｔｉｏｎ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ，ｓｉｍｐｌｉｉｆｅｓ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ，ａｎｄ ｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｓ ｓｉｍｐｌｅ ａｎｄ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ．Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅ— ｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ ａｎｄ ｐｒａｃｔｉｃａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｍｅｔｈｏｄ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｆｉｌｔｅｒ；ｈａｒｍｏｎｉｃ ｆｒｅｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ；ｍｏｄｅｌ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ １ 引 言 并联型有源电力滤波器（ＳＡＰＦ）能很好抑制 电网谐波，且ＴＦＳＡＰＦ具有功率开关器件少、损耗 的本质。文献［７１针对三相四开关并网逆变器直流 母线中点电位不平衡问题．提出一种具有电压补 偿的等效ＳＶＰＷＭ控制 这些文献均是在传统六 开关逆变器ＳＶＰＷＭ算法基础上加以改进，适用于 小、控制结构简单等优点【１］。四开关有源电力滤波 器（ＡＰＦ）作为六开关ＡＰＦ一桥臂故障后的一种容 错拓扑。在六开关逆变器发生一相故障时．能切换 三相四开关逆变器控制．并未考虑因母线中点电 位偏移波动引起的扇区误判断．以及合成的零电 压矢量存在误差，造成跟踪信号误差放大等问题。 至四开关逆变器运行模式，继续维持系统正常工 作［２１。研究其控制策略对低压领域ＡＰＦ发展具有 现实意义，因此被广泛关注和研究。 作为一种新的脉宽调制方法，ＭＰＣ应用于变 流器控制时．无需扇区判断和电压基矢量作用时 间计算，仅在一个开关周期内遍历所有电压基矢 量。依据建立的价值函数滚动优化寻优最佳输出 电压矢量，从而确定这一控制周期内的最佳开关 目前ＴＦＳＡＰＦ的控制大多集中于对ＳＶＰＷＭ 策略的研究［３＿ 。文献［５】运用坐标系转换改进了四 开关ＳＶＰＷＭ算法。并揭示了三相四开关逆变器输 出平衡电压的控制规律。文献【６］提出一种容错三 相四开关逆变器控制策略．揭示了四开关ＳＶＰＷＭ 定稿日期：２０１８一Ｏ１—０９ 状态。这里基于无谐波检测技术，提出一种适用于 ＴＦＳＡＰＦ的ＭＰＣ。首先分析了母线中点电位偏移 原因并给出了新型中点电位控制．节省了一个电 压互感器。然后对一步预测、多步预测及ＳＶＰＷＭ 作者简介：杨立行（１９８６一），女，江西高安人，硕士研究生 工程师，研究方向为电力电子、电能质量分析与控制等。 １２０ 算法控制对系统补偿效果进行对比分析。最后通 过仿真验证所提新控制策略的正确性。 基于无谐波检测三相四开关ＡＰＦ模型预测控制 ２ ＴＦＳＡＰＦ电压空间矢量控制 图１为ＴＦＳＡＰＦ拓扑结构，ａ，ｂ两相桥臂分别 由功率器件ＩＧＢＴ和续流二极管构成。与传统三相 六开关相比，节省了一个桥臂，驱动电路设计更加 简单，总体功率器件损耗减少，散热装置等工程造 价有所降低，适用于低压小容量场合。 ＋ ＋ ， ２ ．．。。●。．．．，。．．．．．．．．．．．．．．．‘ （ ］ ［ －１／２ －１／２ Ｕａｎ 表１对应关系 Ｔａｂｌｅ １ ＣＯｒｒｅｓｐ０ｎｄｉｎｇ ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ Ｕｏ＝（ＵＪ、／ ）ｅ－ ；Ｕ ＝（ ／、／ ）ｅ ； ＝（ ／、／ ） ； ＝（ ／、／ ） 。 由表１对比六开关逆变器电压空间矢量可 知，四开关逆变器仅有４个电压空间矢量且模值 不均等，无零电压矢量，这使得四开关逆变器直流 侧电压利用率下降，仅为六开关逆变器的一半。在 实际ＳＶＰＷＭ控制策略中，因母线中点电位波动． 使得在扇区边缘处易出现扇区误判断，同时 与 ， 与 也不是绝对的等大反向，这使得合成 理想零电压矢量具有一定难度。 ３ 无谐波检测ＴＦＳＡＰＦ ＭＰＣ 为避免因母线中点电位偏移造成扇区误判 断，以及需合成零电压矢量的不足。这里基于无谐 波检测技术，提出一种适用于ＴＦＳＡＰＦ的ＭＰＣ。控 制系统主要由母线电压控制环节、母线中点电位 偏移控制环节、ＭＰＣ环节构成，如图２所示。 图２ ＴＦＳＡＰＦ新型控制原理 Ｆｉｇ．２ Ｔｈｅ ｎｏｖｅｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｏｆ ＴＦＳＡＰＦ 图２中 。经过低通滤波器（ＬＰＦ）滤除交流 成分，与设定值 的偏差经比例积分（ＰＩ）环节 后得到补偿后电源电流参考信号ｉ 。由基于谐波 检测控制和直接对电源电流控制本质联系可知． ｉ 即为补偿后电源电流的基波有功电流有效值。 若ＡＰＦ完全补偿谐波及无功，则可令 ＝０。 由图１所标注电流参考方向可得： １ ｆ １ ｆ １＝— ｂ一｝ ｄ￡＋ （０一），【，晓＝— 一Ｊ ｋ２ｄ￡＋【，口（０一）（３） １ ２ 式中： （０一）， （０一）为电容电压初始时刻电压。 假设 （０～）＝ （０一）＝０，且设电容值Ｃｌ：Ｃ：： Ｃ 则可得分压电容电压偏差为： １ ｆ １ ｆ △ ＝％一 ＝去ｆ（ 一 ）ｄｔ＝ １ ｆ ｉｃｄｔ （４） 观察式（４）可知△ 可由ＡＰＦ容错ｃ相电流 ｉ 表示，△ 波动量与Ｃ和ｉ 谐波成分有关。一般 电容值应选大些，ｉ 低频成分越大，△ 波动越 大，反之亦然。由于在暂态过程中流进分压电容的 电流不均匀，使△ 均值不为零，引起三相输出电 流不对称。图２中将ｉ 经ＬＰＦ和积分（Ｉ）环节，所 得△ 直接引入到电源电流指令信号中。通过改 变分压电容充放电时间来调节△ 。由于无需直 １２１ 第５２卷第９期 ２０１８年９月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏ１．５２，Ｎｏ．９ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２０１ ８ 接检测各个分压电容的电压，这里节省了１个电 压互感器。 ３．１不考虑时间延迟的一步预测 测方法计算量较大，难以直接应用于ＡＰＦ中。为 减少运算量，将过去 个控制周期的实际值经线 性运算估算下一个或多个控制周期预测值。在允 许预测误差范围内，针对正弦信号参考值预测，可 取 ＝３．由第ｋ个控制周期时刻预测第ｋ＋２个采 由ＡＰＦ补偿原理可知，补偿后实际电源电流 ｆ 与指令电流 的偏差取决于ＡＰＦ发出电流ｆ： △ｆ ＝ｆ －ｉ ＝ 一ｆＩＪ十ｆ 式中：ｉ 为负载电流。 （５） 样时刻参考信号值【８］： ｅｏＢ（ ＋２） 将式（５）变换到０ｃ，卢坐标下，并取△ｆ 模值作 为价值函数ｇ： （ ）ｅ印（ 一１）ｅ （ 一２）］『６］ ＝ｉ （ ＋２） ｆ （后） （Ｊ｝ｉ一１） （Ｊ｝ｉ一２）ｆｌ一８ ｆ （ｋ－１） （ｋ－２）儿３ ｊ ｇ＝Ｖ（０一 ） ＋ 一 ） （６） （ ） ｉ （ｋ＋２） Ｌ式中： ， 为ＡＰＦ发出电流的估算值。 若忽略电感等阻抗。可在静止坐标系下根据 ＡＰＦ数学模型求得 ， 口，如式（７）所示： ｄｉ ／ｄｔ＝（。 ）／Ｌ （７） 式中：。 为三相电源电压；ｕ０卢，ｉ 为逆变器输出电压、电流。 由于采样周期 远小于工频周期，将式（７）离 散化并整理得到第ｋ个控制周期ＡＰＦ电流值： ｍ （ ）＝ （ 一１）＋孚［ｅ （ ）一ＭｑＢ（ ）］ （８） 因 远小于工频周期，可以近似认为ｅ阳（ ）＝ ｅｑｓ（ ＋１），由式（８）进行一步预测，可得第ｋ＋１个控 制周期ＡＰＦ发出电流为： （ ＋１）＝ （ ）＋争［ｅ （ ）一Ｍ （ ＋１）］ （９） 观察式（９）可知， （ ＋１）取决于ｕｃ￣（ ＋１），联 立式（６）和式（９）可得： ｇ（ ＋１）ｉ （ ＋１）］ （１Ｏ） ｇ为ＡＰＦ空间电压矢量 的函数。一个控制 周期内通过遍历所有电压空间矢量 ，计算选择 最优的电压空间矢量 ，使ｇ取最小，即△ｆ 最小。 由 所对应的开关状态作为这一控制周期开关 脉冲驱动ＩＧＢＴ达到最优控制目的。图３为一个控 制周期内最佳开关状态选择具体程序流程。 图３程序流程图 Ｆｉｇ．３ Ｔｈｅ ｐｒｏｇｒａｍ ｆｌｏｗｃｈａ￣ ３．２考虑时间延迟的多步预测 考虑因ＰＷＭ逆变器输出延迟、采样延迟、运算 时间延迟等，采取多步预测对延迟进行补偿，以提 高ＡＰＦ补偿精度。目前预测方法众多，但有些预 １２２ 式中： （ ＋２）， （ ＋２）， （ ＋２）为第ｋ＋２个控制周期电 源电压、负载电流、补偿后电源电流指令信号，分别由第ｋ个， 第ｋ－１个，第 一２个控制周期实际值经线性运算所得。 由式（１１）并结合式（１０）即可预测第ｋ＋２个控 制周期ＴＦＳＡＰＦ的输出电流。 ４ 仿 真 运用Ｍａｔｌａｂ仿真平台对所提ＴＦＳＡＰＦ新型控 制策略进行仿真，仿真关键参数如下：Ｔｓ＝５０ ｔｘｓ； ＝１ ３００ Ｖ；Ｌ＝０．８ ｍＨ；Ｃ１＝Ｃ２＝３ ５００ Ｆ，ＴＦＳＡＰＦ 等效阻抗０．１ Ｑ；第１组负载５ ｍＨ，１０ Ｑ；第２组 负载８ ｍＨ，４０ ｎ。 图４ａ为采用多步ＭＰＣ ＴＦＳＡＰＦ补偿前后电源 电流ｉ ，ｉｓｂ，ｉ 波形。系统在Ｏ．０４ Ｓ时投入ＡＰＦ运 行，由图４ａ可见，补偿后ｉ 基本为正弦，稳态时 谐波补偿效果明显，提高了系统运行稳定性。图４ｂ 给出补偿后ｉ 波形，在０．１ ｓ时投入第２组负载， 由图４ｂ可见，负载切换时暂态性能很好。图４ｃ给 出补偿后ａ相电压ｅ 与ｉ 的相位关系，由图４ｃ可 见，补偿后ｉ 功率因数接近１，图４ｄ为ＴＦＳＡＰＦ交 流侧ａ相输出相电压ｔｔ。波形。 图４采用多步预测ＴＦＳＡＰＦ仿真波形 Ｆｉｇ．４ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｍｕｌｔｉ—ｓｔｅｐ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ＴＦＳＡＰＦ 图５给出基于一步预测和多步ＭＰＣ算法的 基于无谐波检测三相四开关ＡＰＦ模型预测控帝 补偿精度对比，其中图５ａ为基于一步ＭＰＣ算法 为对比分析３种算法的补偿效果。考察２０次 的ＴＦＳＡＰＦ补偿后ｉ 波形；图５ｂ为采用多步ＭＰＣ 补偿后ｉ 波形。图５ｃ，ｄ分别为一步ＭＰＣ和多步 ＭＰＣ补偿后ｉ 的频谱分析，对比频谱分析可知． 采用多步ＭＰＣ可更好克服因采样和计算等带来 的时间延迟，具有更好的补偿精度。 谐波次数 谐波次数 （ｃ）基于一步ＭＰＣ算法的 ｓａ频谱分析（ｄ）基于多步ＭＰＣ算法的 ｓａ频谱分析 图５ 电源电流补偿前后仿真波形 Ｆｉｇ．５ Ｓｕｐｐｌｙ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｂｅｆｏｒｅ ａｎｄ ａｆｔｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ 图６ａ．ｂ分别为不加和加入母线中点电位平 衡控制时直流侧母线电压波形。 ｛ ｔ （ａ）不加母线中点电位平衡控制时（ｂ）ＪＪＮ入母线中点电位平衡控制时 图６直流侧母线电压控制仿真波形 Ｆｉｇ．６ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｄｉｒｅｃｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｖｏｌｔａｇｅ 对比图６ａ，ｂ可见，加入母线中点电位平衡控 制后分压电容电压偏差明显减小。保证了系统稳 定运行，提高了ＴＦＳＡＰＦ输出电流的对称性。 图７ａ．ｂ分别为基于ＳＶＰＷＭ算法和多步 ＭＰＣ算法补偿后ｉ ，ｉ ，ｉ 波形。仿真中基于 ＳＶＰＷＭ算法补偿后电流畸变率为５．０９％；而基于 多步ＭＰＣ算法补偿后电流畸变率为４．３５％。 （ａ）基于ＳＶＰＷＭ算法补偿后 （ｂ）基于多步ＭＰＣ算法补偿后 图７ ＳＶＰＷＭ和多步预测算法仿真 Ｆｉｇ．７ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ ＳＶＰＷＭ ａｎｄ ｍｕｌｔｉ—ｓｔｅｐ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ 以内电源电流主要谐波补偿精度如表２所示。 表２ ３种控制方式补偿效果对比 Ｔａｂｌｅ ２ Ｃｏｍｐａｒｉｎｇ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ ｔｈｒｅｅ ｃｏｎｔｒｏｌ 谐 ５ ７ １１ １３ １７ １９ ＳＶＰＷＭ算法补偿后 １．９４ １．７９ ０．５ ０．６９ ０．５８ ０．２３ 一步ＭＰＣ算法补偿后２．５２ ０．６６ ０．７３ Ｏ．７６ ０．５ １ ０．７ 多步ＭＰＣ算法补偿后１．３６ ０．９５ ０．４４ ０．２７ ０．４３ ０．０９ 由表２可知，基于ＳＶＰＷＭ算法的补偿精度 较低，主要是未考虑母线中点电位偏差导致扇区 误判断、合成零电压矢量存在误差、无时间上的延 迟补偿等原因，使补偿精度下滑。而一步预测和多 步预测均具有较好的补偿效果．但补偿后低次谐 波含量仍然较大，主要是由于母线中点电位偏差控 制环节中对电源电流指令信号引入少量低次谐 波，同时电感对于高次谐波具有更好的滤波性能。 ５ 工程验证 为验证所提新型控制算法的有效值和可行 性，在现有０．４ ｋＶ ＡＰＦ装置基础上，通过对功率 单元直流侧电容器部分进行适当改进．搭建实验平 台。实验平台功率单元器件选用ＦＦ３００Ｒ１７ＭＥ４．额 定参数１ ７００ Ｗ３００ Ａ．对应驱动选用２ＳＰ０１ １５Ｔ２Ａ０． １７模块。 额定值１ ３００ Ｖ，Ｃ１＝Ｃ２＝９ ９００ Ｆ，各 选用３个３ ３００ ＩｘＦ／７００ Ｖ的薄膜电容器并联连 接。均压电阻参数为５１ ｋ￣￣／１５ Ｗ，无感吸收电容 参数为２ ｔｘＦ／１ ２００ Ｖ 图８ａ为平台未投入前ｅ ，ｉ 波形，图８ｂ为平 台投入后采用多步ＭＰＣ算法时ｅ。，ｉ 和补偿电流 ｉ 波形。从图中可以看出，基于所提数学模型和新 型控制算法，能实现对谐波电流的有效抑制。 摹 。 ８ ｇ ． 拿霎 宝ｇ ’≤ ，／（１ ０ｍｓ／格）ｔ／（ｉｏｍｓ／格） （ａ）投入前 （ｂ）投入后 图８投入前后电源电流实验波形 Ｆｉｇ．８ Ｓｕｐｐｌｙ ｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅｆｏ瑚ｓ ｂｅｆｏｒｅ ａｎｄ ａｆｔｅｒ ｍ］ｅｃｕｏｎ 当不加母线中点电位平衡控制时．直流母线 分压电容电压偏差过大。实验平台无法正常工作。 图９为加入母线中点电位平衡控制后 ， 波 形。从图中可看出，加入控制后 。， 基本无偏 差，实验平台能正常工作。 １２３ 第５２卷第９期 ２０１８年９月 电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉ（·ｓ Ｖ‘ｌ１．５２．Ｎｏ．９ Ｓｅｐｈ－Ｕ１］ｌｔ－ｒ ２０ １ ８ 连 ＞ ０ 参考文献 【ｌ】刘宏超．二三卡Ｈ四开关有源电 滤波器的理沦与 用研 宄ｆＩ）１．长沙：湖南大学．２００９． ０ 【２】董伟 ，白晓民，朱宁辉．等． 源电力滤波器故障诊 断与容钳控制研究『Ｊｌ＿＿ｌ】国Ｉ 机 ９ 学报．２０１３．３３（１８）： ６５－７１． 割９ ｗ ｎ 【３］刘洪趔，ｆ 胜民，张存辉．＝ 午Ｈ四１）ｆ天并联 仃源电力滤 波器的ＳＶＰＷＭ调制算法【Ｊ］．电］：技术学报，２０１ １．２６（４）： １２８－１３４． ６ 结 论 ｝ｍ 这 捉ｆ廿的二卡Ｈ四开关并联有源电力滤波器 电 【４】 文，罗 安，黎 燕， ．一种新， 仃源电 滤波 新型控制策略往控制结构上，省去了谐波检测环 器的ＳＶＰＷＭ算法…．【｝ｌ国电机［－ｇｔａ…？，ｔ，．ｔ－．ｉ￣，２０ｌ２，３２（１８）： ５２—５８． 节，减少了提取谐波的运算量：在调制算法上，基 ． ．、 【５］安群涛，孙醒涛，赵 ｆ６】谭兴国，工辉，张，等．容错二车Ｉ｛丌天逆变｝＿｝｝｝控制 黎，等．具彳 电 补偿的 并 波＿； 于模型预测控制构建价值函数为寻优目标，经滚 形 策略…．ｑ１国电机丁程学报．２０１０，３０（３）：１４—２０． 网逆变器等效ＳＶＰＷＭ控制方法…．电 系统保｝ｒｌ ｊ控 制，２０１４，４２（２）：１—８． 【７】 Ｊｉｅｆｅｎｇ Ｈｕ，Ｊｉｎｇｕｏ Ｚｈｕ，Ｇａｎｇ Ｌｅｉ，ｅｔ ａ１．Ｍｕｌｔｉ—ｏｔ）ｊｅｃｌｉ￣Ｐ Ｍｏｔｌｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏ，’Ｈｉｇｈ—ｐｏｗｅｌ’Ｃｏｎｖｅｒｌｅｒｓ【川． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｌ’ｓｉｏｎ，２０１３，２８（３）：６５２— ６６３． 动优化在一个开关周期内直接选取最优电压矢量 替代传统 间矢量脉宽调制算法．无需扇区判断 和电压基矢量作用时间计算 在母线中点电位控 制环节中直接将容错相电流经积分环节引入指令 信号中，以调节两电容充放电时间，无需检测２个 分压电容电压，节省了一个电压互感器。对比分析 了３种控制算法的补偿效果，为三相四开关有源 ［８】Ｍ Ｒｉｖｅｒａ，Ｖ Ｙａｒａｍａｓｕ，Ａ Ｌｈｉｉ’，ｅｌ ａ１．Ｄｉｇｉｌａｌ Ｐｒｅｄｋ’ｌｉｖｅ Ｃｕ— 电力滤波器控制提供了新思路，提出的控制算法 简单，易实现． 参… 考Ａ ｔｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ａ Ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ Ｆｏｕｒ—ｌｅｇ ｌｎｖｅｒｔｅｒ［ＪＩｌＩＥＥＥ 文㈨ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．２０１３，６０（１１）：４９０３—４９１２． 献 ａ （上接 ８８页）增大 ０．３４ Ａ， Ｅｌ｜０．７５ Ａ增大至 １．５２ Ａ。此时， ≠ｋ，均流效果较差；同时电流纹波 Ｇ 增大．但母线电流纹波基本不变．表明变换器间存 在环流 由图７ｂ可见．自适应下垂控制，负载突增． 由４０．２ Ｖ跌落至４０ Ｖ， 和，ｄｒ 由０．４ Ａ增大 ０ｌ ｔｏ Ｅｎｓｕｒｅ Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｌａｄ Ｓｈａｒｉｎｇ ａｌｌｄ ｈｎｐｒ，Ｉ、ｒ Ｖ（’ｌ— ｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｗ—ｖｏｌｔａｇｅ ＤＣ Ｍｉ（’ｒｏｇＩ’ｉｄｓ…．ＩＥＥＥ 盯 Ｔｒａｉｌｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ。２０１３，２８（４）：１９００—１９１３． Ｍ ’ｔａｎ Ｖ，ＤＪｄ、ｏｕｄｉ Ａ，Ｌｅｗｉｓ Ｆ Ｌ，ｅｔ ａｌ，Ｄｉｓｔｒｉｌｌｕｌｅｄ Ａｄ— ｆ２】 Ｎａｓｉ，至０．８ Ａ， ＝ ，均流效果良好，不存在环流。 ： 一 ａｐｔｉｖｅ Ｄｒｏｏｐ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ＤＣ Ｄｉｓｕ‘ｉｌｍｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ【Ｉ１．ＴＥ— ＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｅｎｅｒｇｙ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ，２０１４，２９（４）：９４４—９５６． Ａｕｇｕｓｔｉｎｅ Ｓ，Ｍｉｓｈｒａ Ｍ Ｋ Ｌａｋ Ｎ．Ａｄａｐｌｉ￣’ｅ Ｄｒｏｏｔ）Ｃｏｕｔｌ’一 ｉ 善 三兰 垒 ·－ｌｌ ！ 艇 ４０ ｖ ０．！Ｖ 荽； ＜！ ＝ 竹 ４ Ｉ ． ．五．Ｉ ６Ａ· 一［３］ ≥ ，（Ｉ ｓ Ｉ 工ｃ蘸 苛 ０一ｇ： Ａ Ｊ｛ ｄ 《 ４ Ａ Ｏ，８Ａ ：ｏｌ Ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ Ｌｏａｄ Ｓｈａｒｉｎｇ ａｎｄ Ｃｉ，‘ｃｕｌａｔｉｎｇ Ｃｔｉｒｒｅｎｔ Ｍｉｎｉｎｌｉｚａｌｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｗ—ｖｏｈａｇｅ Ｓｔａｎｄａｌｏｎｅ Ｄ（：Ｍｉ（’ｒｏ—ｇｒｉｄｌＪ］． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｓｕｓｔａｉｎａｂｌｅ Ｅｎｅｒｇｙ．２０ｌ５．６（１）：ｌ３ —１４１． Ａ，Ａｓｈｏｕｒｈ）ｏ Ｍ，Ｍｏｋｈｌａｒｉ ｌ ｌ，ｅ（ａ１．Ａｕｔｏｕｍｔｉｔ· 【４］ Ｋｈｏｒｓａｎｄｉ，（Ｉ ， ） Ｉ ａ）他统ｌ、Ｉ 洲 （ｂ）ｌ ｌ边Ｉｄ；ｒ｛ 拧 删 图７双机并联实验波形 Ｆｉｇ．７ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｌ‘ＩｌｌＳ ｏｆ ｔｗｏ ｍａｃｈｉｎｅ ｐａｒａｌｌｅｌ Ｄｒｏｏｐ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ａ Ｌｏｗ Ｖｏｈａｇｅ ＤＣ Ｍｉ‘‘ｒｏｇｒｉｄ［Ｊ］．１ｅｔ Ｇｅｎ— ｅｒａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ＆Ｄｉｓｔｒｉｌｍｔｉｏｎ，２０１５．１０（１）：４１—４７． ４ 结 论 提出一一种光储直流微电网新 白适应Ｆ垂控 制策略，其Ｆ垂系数可根据负载功牢自卞调整．解 Ｎ Ｒ，Ｃｈａｕ（ｔｈｕｒｉ Ｂ．Ａｄａｐｌｉｖｅ Ｉ）ｒｏｏｐ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏ， 【５】 ＣｈａｕｄｈｕｒｉＥｆｆｅ￣。ｌｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｈａｒｉｕｇ ｉｎ Ｍｕｈｉ—ｔｍ‘ｎｌｉｎａｌ ＤＣ（ＭＴ—ＤＣ）Ｇｒ— ｉｄｓ［，ｌ１．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＯＩ１ Ｐｏｗｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ．２０Ｉ３．２８（１）：２ｌ一２９． 【６】 支决了传统下垂控制母线电压随负载功率变化时电 压偏移较大等问题．．仿真和实验表明，所提Ｆ垂控 娜，张辉，肖 曦．提商 流微电 动态特性的改进 Ｆ垂控制策略研究【ＪＪ．电工技术学报，２０１６，３ｌ（３）：３Ｉ一３９． ｆ７１ 程志江，李永东，谢水流，等．带超级电 的 ｆ足发电 制策略可保持母线电压基本恒定，有效减小母线 电压偏移，均流效果良好，抑制了变换器问环流 微网系统混合储能控制策略ｌＪＩ＿电网技术，２０１５，３９（１０）： ２７３９—２７４５． ｌ２４
