电力电子复习整理

第一章

电力电子技术的概念

根据电力电子器件的特性、采用一种有效的静态变换和控制方法，将一种电能形式转换为另一种电能形式的技术。

电力电子功率变换的分类 AC/DC变换 整流器 DC/AC变换 逆变

有源逆变 DC/AC变换时，交流输出与电网相连。

无源逆变 DC/AC变换时，交流输出直接与负载相连 。 AC/AC变换 变频器 DC/DC变换 直流斩波 第二章

功率半导体器件分类

不可控型: 功率二极管:导通和关断均由电路潮流决定。

半可控型: 晶闸管:在器件在承受正向电压时，由控制信号控制器件的导通，而关断状态由电路潮流决定。

全控型: 可控开关 :由控制信号控制器件的导通和关断。 绝缘栅双极晶体管（IGBT） 门极可关断晶闸管（GTO ） 电力场效应晶体管（MOSFET） 双极结型晶体管（BJT）

绝缘栅门极换流晶闸管（IGCT）

二极管的工作原理、特性和分类

当功率二极管承受正向电压时，它的正向导通压降很小，大约在1V左右。 当功率二极管承受反向电压时，只有极小的漏电流可通过该器件。 正向平均电流IF（AV）

设正弦半波电流的峰值为Im，则额定电流为:

IF(AV)120Imsintd(t)Im2Im

额定电流有效值为：

某电流波形的有效值与平均值之比为这个电流的波形系数:

1IF20(Imsint)2d(t)电流有效值KIF1.57fKfIFAV2电流平均值

额定电流IF(AV)=100A的电流功率二极管，其额定电流有效值IF=Kf IF(AV)=157A。

正向压降UF

几种常用的功率二极管 肖特基二极管 快恢复二极管 工频二极管

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晶闸管的工作原理、特性、分类和选型（电流有效值、波形系数、额定电压和额定电流） 晶闸管承受正向电压时，在门极注入正向脉冲电流可将它触发导通。

晶闸管一旦开始导通，门极就失去控制作用。不论门极触发电流是否存在，晶闸管都保持导通。

通过外电路使阳极电流反向，并且降到接近于零的某一数值，可使已导通的晶闸管关断。 晶闸管通过电源电压的正半波控制其导通。当晶闸管电流开始反向时，电源电压变负，晶闸管所承受的电压也同时反向。理想晶闸管将会使其电流在t=T/2后立即变为0 。 波形如图所示。

额定电压UR

选用晶闸管时，应使其额定电压为正常工作电压峰值UM的2~3倍，以作为安全裕量。 UR=(2~3)UM

根据所使用具体电流波形来计算出允许使用的电流平均值选用晶闸管时，设三相工频半波电流峰值为Im时的波形，通态平均电流为：

IT(AV)120Imsintd(t)Im

正弦半波电流有效值为：

1I2IITAV20Im(Imsint)d(t)2

2晶闸管有效值与通态平均电流的比值为：

1.57

有效值与平均值的比为(波形系数)：

PUI1cos1

实际电路中，由于晶闸管的热容量小，过载能力低，因此在实际选择时，一般取1.5~2倍的安全系数，故在给定晶闸管的额定电流后，可计算出该晶闸管的任意波形时允许的电流平均值为：

IKfId1.57IT(AV)1.57IT(AV)(1.5~2)KfId

半导体功率器件开关能量损耗的计算

1PsUdI0fs(tc(on)tc(off))2整理为word格式

可控开关的理想特性描述

① 关断时，不论正、反向阻断电压有多高，都没有电流流过该器件。 ② 导通时，压降为零，此时可传导任意大的电流。

③ 该器件一旦被触发，立即从导通状态到关断状态，反之亦然。 ④ 该器件只需很小的电流就能触发。

BJT、达林顿管、MOSFET、GTO和IGBT的基本原理 IGBT

像MOSFET一样，IGBT的输入阻抗高，只需很小的能量来开关器件。 如同BJT一样，即使当它承受较高电压时，它的导通压降也很小。 与GTO类似，IGBT能够被设计承受一定的反向压降。

IGBT的耐压可以做得较高，最大允许电压UCEM可达4500V以上。

第三章

似稳态过程的概念

电力电子技术的应用中非正弦的稳态运行过程。

网络换流整流器单相桥路：视在功率，有功功率，畸变功率和谐波

S=UI=UId P22UIdcos Q122UIdsin

DS2P2Q12 D18UId

2畸变功率与控制角a无关，但在电压、电流中产生以下特征频率分量: 网络电流: n = 1,3,5,7,9,11,¼ 输出电压: m = 0,2,4,6,8,¼

网络换流整流器三相桥路：视在功率，有功功率，畸变功率和谐波

交流侧总电流is和对应的基波电流有效值is1分别为：

Is232Id DS2P2Q12 Id Is132S3UIs2UId P3Q132UIdcos

UIdsin D2UId192

此处的畸变功率与控制角a无关

① 与单相整流桥路相同，但没有3及3的倍数次谐波 n = 1，5，7，11，13，17，19……

② 直流电压中的谐波 m = 0，6，12，18……

 直流电流的谐波次数： m = k×p， k = 0,1,2,3,¼

 交流侧电流中的谐波次数 n = k×p±1，k=1,2,3,…

以上各式中， p为每周期的脉冲次数。

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稳态下的非正弦波形：THD，PF, DPF，浪涌（峰值）系数的计算 电流的总谐波含有量为：

%THDi100浪涌系数:

IdisIs1Is2Is21100100Is1IshI h1s1s.peaks2 电流峰值和电流有效值的比值 II

非正弦量的功率因数（PF）: PF=P/S

UsIs1cosφ1Is1PFcosφ1VsIsIs

位移功率因数（DPF ): DPS=cosj1

非正弦电流条件下的功率因数 :

Is1PFDPFIs

傅立叶级数的展开方法，及其在谐波分析中的应用（基波和谐波的表达式、幅值、有效值的

计算） 方波：f(t)4A11sin(t)sin(3t)sin(5t)L 35

第四章

单相桥式二极管整流电路Ls=0 的波形和计算(输出电压、交流侧电流有效值、谐波表达式、基波分量、谐波分量、功率因数）.

Ud0Is=Id

Is1222Us0.9Us π2Id0.9Id

h为偶数0 Ish

h为奇数Is1/h 谐波总畸变率为：THD=48.43%

is1波形曲线与us波形同相位: DPF=1.0

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PFDPFIs10.9 Is右图所示单相二极管整流电路，Ls为零，直流侧为恒定电流，Id=10A。试计算负载所吸收的平均功率。

 若us为正弦电压曲线， Us = 120V，频率50Hz；

 若us为下图所示的矩形波。

(1) us为正弦电压曲线，Us = 120V， \\Ud=0.9Us=108V Pd=UdId=1080W

(2) 根据整流电路的工作原理可知，直流输出

电压波形如图所示，所求平均电压和负载吸收的功率分别为：

2001200602002133.33V Ud1803PdUdId1333.3W

单相桥式二极管整流电路Ls>0 的波形和计算(换相重叠角、输出电压）

换流：电流从一个二极管转到另一个二极管的过程。 换流重叠角:换流时间所对应的电角度用符号r表示

单相半波：cos1LsId2UsA

Ud00.45Us UdLs2π2πId

Ud0.45Us单相全波

cos12LsId 2UsAπ0.9UsLs2πId

UdUd02LsId π

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分析图中电路的换流线，Id = 10A。

基本过程，其中us为正弦电压曲

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 Us=120V，频率50Hz，Ls=0，计算Ud和平均功率Pd；  Us = 120V，频率50Hz，Ls=5mH，计算g、Ud和Pd； (1) Ls = 0

0.9UdUs0.45120V2PdUdId100W

(2)Ls=5mH 250510310cos110.90742Us2120LsId \\ r = 24.85°

Ls2505103Ud0.45UsId0.451201051.5VPdUdId51.510515W

22三相桥式二极管整流电路Ls=0 的波形和计算(输出电压、交流侧电流有效值、谐波表达式、

基波分量、谐波分量、功率因数）.

六脉动整流电路

直流电压由6个线电压的部分区间所形成，每个二极管导通120°

1π/63Ud02Ucost d(t)2ULL1.35ULLLLπ/3π/6π Ud02.34U 线电流is的有效值Is2Id0.816Idis的基波分量3is1的有效值为: Is116Id0.78Id πis1与相电压us同相位,所以： DPF=1.0

Is1 h = 5，7，11，13，… h3PF0.955πIsh整理为word格式

三相桥式二极管整流电路Ls>0 的波形和计算(换相重叠角、输出电压）

2LsIdcos1

2ULLUdLsIdπ/33LsId π3UdUd0Ud1.35ULLLsId

π

第五章

单相全控桥整流电路Ls=0 （纯电阻负载、阻感负载、反电动势负载）的波形和计算(输出电压、交流侧电流有效值、谐波表达式、基波分量、谐波分量、功率因数）

Ud01102Ussintd(t)22Us0.9UsUd02Ussintd(t)22Uscos0.9UscosUdUd0Ud0.9Us(1cos)

交流有效值等于对应的直流电流: Is =Id

I2Is12Id0.9Id Ishs1

h位移功率因数为：DPF=cosPFIs1DPF0.9cos Is=cosa

单相全控桥整流电路Ls>0 的波形和计算(换相重叠角、输出电压）

cos()cosA2LsId2LsId 2UsUd2

Ud0.9UscosLsId整理为word格式

已知图中，交流电的额定电压为230V，工作频率为50Hz，线路电感Ls上的压降为额定电压的5%，线路的传输容量S=5kVA、控制角a=30o、有功消耗为3kW。试计算在额定输入电压下的换流重叠角r和Ud各为多少？

根据已知条件，求得线路电流的额定值为

IsS500021.74A Us230系统等效阻抗的模数为：Zb=Us /Is=10.58欧 线路的等效电感为：Ls=0.05·Zb /w=1.684mH

2U0.9UcosLsId s根据d整流器吸收的有功功率为：

22PUdId0.9UsIdcosLsId3kW

将已知条件代入上式中得：

2Id0.236Id10714.320 Id=17.196A

将Id=17.196A分别代入

cos()cos2LsId2 Ud0.9UscosLsId

2Us解得：r= 5.9o Ud = 173.47V

有源逆变产生的原理和条件，逆变失败的原因及其防止措施。 条件：

①直流侧要有电动势，其极性须和晶闸管的导通方向一致，其值应大于变流电路直流侧的平均电压； ②要求晶闸管的控制角α>π/2，使Ud为负值。

逆变失败的原因 ：

逆变运行时，一旦发生换流失败，外接的直流电源就会通过晶闸管电路形成短路，或者使变流器的输出平均电压和直流电动势变为顺向串联，由于逆变电路内阻很小，形成很大的短路电流，称为逆变失败或逆变。

防止逆变失败的方法有：采用精确可靠的触发电路，使用性能良好的晶闸管，保证交流电源的质量，留出充足的换向裕量角β等。 整流电路多重化的目的

一是可以使装置总体的功率容量大

二是能够减少整流装置所产生的谐波和无功功率对电网的干扰 三是提高功率因素

第六章

直流斩波的基本概念、基本的斩波电路类型

利用一个或多个开关将某个直流电压等级转换成另一个电压等级。 降压斩波器―Buck斩波电路 升压斩波器―Boost斩波电路

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降压/升压斩波器―Buck-Boost斩波电路 Cúk斩波器 全桥斩波器

降压斩波电路的工作原理和计算

在开关闭合期间，图中的二极管变为反向偏置，此时，输入电源将能量送到负载和电感中。 在开关断开时，电感中的电流则经过二极管将它所储存的能量转移到负载中。

(UdU0)tonU0(Tston)

U0tonD UdTs升压斩波电路的工作原理和计算

当开关器件处于导通状态时，电源将能量传送到电感中；当开关器件处于断开状态时，电源和电感同时都向输出部分提供能量。

Udton(UdU0)toff0U0UdTs1 Toff1D升降压斩波电路的工作原理和计算

当开关闭合时，电感从电源得到能量，此时二极管由于反偏而处于截止状态；

当开关断开时，储存在电感中的能量转移到输出负载之中，而电源此时并不提供任何能量给负载。

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U01U0tonU0Ts1DD可得由与

UdToff1DUdTsUd1D

U01DUdDTs(U0)(1D)Ts0移项得： Ud1D第七章

换流方式：

熄灭：换流电流不是从一个支路向另一个支路的转移，而是在支路内部终止而变为零。 反馈二极管 ：负载向直流侧提供反馈能量通道的二极管 续流二极管 ：使负载电流连续作用的二极管。 控制方式：方波控制方式和PWM控制方式

SPWM波的基本原理、波形，幅值调制比、频率调制比。

控制信号uctr是正弦波，逆变器输出的是幅值和频率均可控的正弦波。 直流–交流逆变电路中的控制信号uctr可以是恒定的或随时间变化，该调制信号的输出是这个调制信号与开关频率恒定的三角波进行比较后产生。

SPWM通过改变占空比实现控制，它不仅可有效的控制平均直流输出电压的幅值，而且还能根据调制信号的频率来控制逆变器的基波输出频率。

fsUctrmmfmaf1UtrimUctrm：:控制信号峰值

Utrim：三角波信号幅值 f1: 调制频率

fs:

三角波utri的频率, 载波频率, 开关频率(Uctrm≤Utrim)

SPWM波的谐波构成。

PWM所产生的谐波频率以旁瓣的形式围绕着开关频率及开关频率的倍数附近。 谐波幅值越靠近mf及其倍数次谐波的位置时，对应的谐波幅值越大。

当频率调制比mf ≤9时，谐波存在的位置与上述情况相同，但谐波幅值与mf无关。

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幅值调制比的选择，超调制的概念和特点。 调制波的幅值大于载波幅值。

在超调制工作方式下基波幅值将不随幅值调制比ma线性变化。

当SPWM在ma≤1.0的线性范围内工作时，其基波分量的幅值与幅值调制比ma的关系可由下

U式确定。(UA0m)1mad(ma1.0)

2在ma>1.0时的超调制中，基波输出电压的幅值应在下面的范围内变化： Ud4U(UA0m)1d 22单相全桥逆变器双极性SPWM波形，基波幅值和幅值调制比之间的关系和谐波构成。 U01m= ma×Ud (ma £ 1.0) Ud < U01m < 4Ud /π (ma > 1.0)

(U)(UA0m)hA0m1

h三相逆变器SPWM波形，基波和幅值调制比之间的关系和谐波构成(相电压和线电压)。

桥臂输出中基波分量的电压峰值为：

(UANm)1maUd 2基波线电压的有效值为：

ULL133(UAN)1maUd0.612maUd222(ma1.0)

ULL134Ud6Ud0.78Ud（ma>1.0）

22谐波表达式：ULLh0.78Ud h=6k±1 （k=1,2,3…）

h

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