计算机测量与控制．２０１ ０．１ ８（３） ・ ６５８ ・ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ＆ｏｎｔＣｒｏｌ 设计：鸶应角 文章编号：１６７１—４５９８（２０１０）０３—０６５８—０３ 中图分类号：ＴＭ９３１ 文献标识码：Ａ ０．８￣６ＧＨｚ同轴阻抗调谐器设计 刘 钊，郭陈江，王 进 （西北工业大学电子信息学院，陕西西安 ７１０１２９） 摘要：设计了一种基于开槽同轴线的自动阻抗调谐器，首先运用传输线理论对其进行理论分析，建立了工作频率范围在０．８￣６ＧＨｚ的 等效电路模型，然后在考虑到实际物理模型时采取精确的场理论进行计算，运用ＨＦＳＳ对导纳滑块的位置进行了仿真和优化，对开槽同轴线 信号完整性和调谐器调谐性能进行了检测，对滑块插入深度、滑块间距和同轴线开槽宽度对系统反射系数的影响进行了分析；仿真结果表 明，在设计的频率范围内调谐器输人端反射系数值在０．８～１．０之间，阻抗调谐范围在Ｏ～６０００ＯＱ内，可在很宽的阻抗范围内达到很好的 调谐。 关键词：负载牵引；调谐器；反射系数；驻波比 Ａ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ０．８－－６ＧＨｚ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｕｌｌｅｒ Ｌｉｕ Ｚｈａｏ，Ｇｕｏ Ｃｈｅｎｊｉａｎｇ，Ｗａｎｇ Ｊｉｎ （ｓｏｈｏｏｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，Ｎｏｒｔｈｗｅｓｔｅｒｎ Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｘｉ’ａｎ ７１０１２９，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔａｒｃｔ：Ａｎ ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｔｕｎｅｒ，ｗｈｉｃｈ ｉＳ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｓｌｏｔｔｅｄ ｃｏａｘｉａ１ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｌｉｎｅ。ｉＳ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ．Ｆｉｒｓｔ，ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｓ— ｓｉｏｎ ｌｉｎｅ ｔｈｅｏｒｙ ｉｓ ａｐｐｌｉｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｍｏｄｅｌ ｉｎ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｒａｎｇｅ ｏｆ ０．８－－６ＧＨｚ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅ ｆｕ１ｌ—ｗａｖｅ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｉｅｌｄ ｔｈｅｏｒｙ ｉｓ ａｐ— ｐｌｉｅｄ ｔｏ ａｃｈｉｅｖｅ ａｃｃｕｒａｔｅ ｒｅｓｕｌｔｓ．ＨＦＳＳ ｉｓ ｕｓｅｄ ｔＯ ｓｉｍｕｌａｔｅ ａｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚｅ ｔｈｅ ｌｏｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ａｄｍｉｔｔａｎｃｅ ｔｕｎｅｒｓ．Ｔｈｅ ｓｉｇｎａｌ ｉｎｔｅｇｒｉｔｙ（ｓＩ）ａｎｄ ｔｈｅ ｔｕｎｉｎｇ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ａｒｅ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅ ｄｅｐｔｈ ｏｆ ｔｈｅ ｔｕｎｅｒｓ，ｔｈｅ ｄｉｓｔａｎｃｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｔｕｎｅｒｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｗｉｄｔｈ ｏｆ ｔｈｅ ｓｌｏｔ ｏｆ ｃｏａｘｉａｌ ｃａｂｌｅ ａｒｅ ａｌｓｏ ｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．Ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ，ｉｎ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｔｈｅ ｆｒｑｕｅｎｃｙ ｅｒａｎｇｅ，ｔｈｅ ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｏｆ ｔｈｅ ｔｕｎｅｒ ｉｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ０．８ ａｎｄ １．０，ｔｈｅ ｔｕｎｉｎｇ ｒａｎｇｅ ｉｓ ｂｅｔｗｅｅｎ ０ ａｎｄ ６００００ｏｈｍ，ａ ｗｉｄｅ ｔｕｎｉｎｇ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ｉｓ ａｃｈｉｅｖｅｄ ｆｉｎａｌｌｙ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｌｏａｄ—ｐｕｌｌ；ｔｕｎｅｒ；ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ；ＶＳＷＲ Ｏ 引言 随着微波大功率器件在微波领域内的广泛应用，负载牵引 测量技术作为大功率微波特性的测量方法，已经越来越多的应 用于大功率微波电路的设计中。通过测量可获得很多具有重要 参考价值的电气特性，从而为大功率微波电路的设计提供参考。 本文设计了一种基于同轴线的阻抗调谐器，使用ＨＦＳＳ软 件建立了工作频率范围在０．８￣６ＧＨｚ的等效物理模型。通过仿 真得到的数据结果显示，在设计的频率范围内反射系数和驻波 比均达到预期要求，调谐器性能较好。 １ 阻抗调谐器的应用及设计原理 １．１ 阻抗调谐器的应用 阻抗调谐器主要有以下两个方面的应用： （１）阻抗匹配 同时，通过对电路的测试和调谐，还可以对动态负载做到实时、 快速及稳定的匹配，使功率器件工作在最佳状态下，发挥其最 大功能 而阻抗调谐器作为负载牵引测量的关键部件，其设计 研究具有非常重要的意义。 阻抗调谐器是对阻抗进行微调谐的一种仪器。它通过改变 电路中的反射系数，计算得到对应的阻抗值变化，达到改变等 效负载阻抗的目的。国外已经进行了大量的研究工作Ｌ１ ］。加拿 大Ｆｏｃｕｓ公司以及美国Ｍａｕｒｙ公司已经研制并生产出系列的自 一通过使用阻抗调谐器测量滑块不同插入位置时被测器件输 出端的反射系数，可以计算出对应的负载阻抗大小，从而建立 个数据库，用来标定阻抗与滑块插人位置的一一对应关系ｌ＿７］。 当电路中阻抗不匹配时，可查找对应滑块位置，将滑块调节到 与负载阻抗对应的位置上，达到匹配。 （２）测试器件工作范围 微波大功率器件尤其是功率放大器，在工作过程中均有一 个安全工作范围或线性范围。当电路达到匹配时，调节阻抗调 谐器，使等效负载阻抗变化。观察功率器件的电气特性，标记 动阻抗测试系统口 ］，用来测试大功率器件的各项参数，其阻抗 调谐范围可以从ｌＯＯＭＨｚ达到１ｌＯＧＨｚ，可在５ｓ的时间内实现 对动态负载的阻抗匹配，调谐分辨率可达到百万以上，测量精 度可达到一５０～一４０ｄＢ。国内在方面研究起步较晚，相对比较 薄弱。 测试特性允许范围对应的反射系数范围，通过计算就可以得到 相应的负载阻抗使用范围。相比直接接入负载阻抗进行测试， 既方便又节省了重复将负载接人电路的时间。 收稿日期：２００９—０５—２３；修回日期：２００９—０７一Ｏ６。 １．２阻抗调谐器的设计原理 阻抗测试系统如图１所示。图中，阻抗调谐器输人端的负 基金项目：西北工业大学研究生创业种子基金（Ｚ２ＯＯ９４２）。 作者简介：刘钊（１９８４一），男，陕西宝鸡人，硕士，主要从事微波电 路、微波通信、天线方向的研究。 郭陈江（１９６３一），男，陕西西安人，教授，博导，主要从事天线、微波 载阻抗Ｚ 与负载反射系数 之间的关系为ｌ＿８］： ｚｎ一 ㈩ 电路设计、微波通信技术、电子对抗技术、目标电磁特性、电磁兼容等方向 的研究。 式中，Ｚ０为传输线特性阻抗。 由式（１）可以看出，在输入功率不变的情况下，改变阻抗 中华测控网 ｃｈｉｎａｍｃａ．ｃｏｍ 第３期 刘钊，等：０．８￣６ＧＨｚ同轴阻抗调谐器设计 ・ ６５９ ・ Ｌ—～—一●ｆ ｒｉ 被测器件：ｒ ｛负载端 ｒ・———ｊ 以改变等效电容Ｃｌ和Ｃ２的大小。滑块越靠近中心导体，等效 电容就越大，反之则越小。 通过上面的分析可知，只要能使滑块的等效电容在很大的 范围内变化，就可以使反射系数变化范围增大，从而使阻抗的 可调谐范围变大。 图１阻抗调谐测试系统图 调谐器的反射系数，也就等效改变了被测器件的负载阻抗。通 ２仿真模型设计 本文使用ＨＦＳＳ软件对调谐器进行仿真，模型如图４所示。 过计算可得，反射系数的调谐范围越大，等效阻抗调谐的范围 也越大。 本文设计的阻抗调谐器所用的微波传输线为开槽同轴线， 内部插入两个结构相似但径向长度不同的导纳滑块，每个导纳 滑块分别由两个步进电机驱动，沿开槽同轴线作径向和轴向运 动，以此改变反射系数幅值和相位。阻抗调谐器结构如图２ 所示。 图２阻抗调谐器结构图 阻抗调谐器结构中的两个导纳滑块可等效为两个可变电容。 当调谐器负载端加匹配负载时，等效电路如图３所示。 图３ 阻抗调谐褥等效原理幽 根据反射系数的计算公式： Ｚｉｎ－－Ｚｏ （２） 一 厶”１ １ｚ，ｎ 由于等效电路是电容与电阻的并联，变换成导纳表示为： ＝瓢Ｙｏ－－Ｙｉｎ （３） 式中， 一Ｙｏ＋如（Ｃ１＋Ｃ２）。 带人式（３），可得： 一一 ± ！ 一 “ ２Ｙｏ＋ｊｗ（Ｃ１＋ ） ～Ｆ 素 （４） 由此可得： ｆ ｆ：—————ｊ ——一 （５） ～√ ＋ ＝７ｃ＋ａｒｃｔａｎ ２Ｙｏ （６） 用Ｉ ｆ ｅｘｐ（ｊ￣）替换式（１）中的 ，可得： 一ｚｏ 由式（５）可知，在负载值一定的情况下，反射系数幅值随 工作频率和等效电．容的增大而增大。而滑块插入位詈的改，蛮可 图４ ＨＦＳＳ建立的仿真模型图 调谐器工作频率范围为０．８～６ＧＨｚ。选择型号为５Ｏ一１６的 常用硬同轴线，内导体外直径为６．９５ｒａｍ，外导体内直径为 １６ｍｍ，长度为２００ｍｍ，同轴线开槽宽７ｍｍ，两滑块径向长度 分别为２１ｒａｍ和１２ｍｍ。 ３仿真结果分析 本文用ＨＦＳＳ仿真软件对设计的模型进行仿真，对开槽同 轴线信号完整性及调谐器调谐性能进行了检测，对滑块插入深 度、滑块间距和同轴线开槽宽度如何影响系统反射系数进行了 分析 ３．１开槽同轴线信号完整性 由于阻抗调谐范围主要是通过测量的反射系数值计算得到 的，这就要求反射系数能够完全表征信号的传输指标。信号泄 露小，传输过程中只需考虑反射的影响，用反射系数作为测试 系统的核心参数就显得合理；信号泄露大，传输过程中就要考 虑反射和泄露的双重影响，反射系数就不能完全表征信号传输 指标。可见，信号完整性的测试对阻抗调谐器的设计至关重要。 本文采用的同轴线开槽宽度为７ｍｍ，仿真后ｌ Ｓ Ｉ值在 Ｏ．８￣６ＧＨｚ范围内均小于Ｏ．０３。工程上可以认为信号基本无泄 漏，对信号传输没有影响。仿真结果如图５所示。 中华测控网 ｃｈｉｎａｍｃａ．ｃｏｒｎ ・６６０・ 计算机测量与控制 第１８卷 情况。可以通过实际测试，找出距离和频点之间的关系，通过 软件处理，去除这些坏点。 图７为仿真得到的驻波比图。由图可见，在设计的工作频 率范围内，驻波比除了在５．０ＧＨｚ频率点的值为１３．１外，其他 频率点驻波比的值均在５０以上，说明阻抗的最大可调谐值超过 １． ０． ０． ０． Ｏ． Ｏ． ５ＯＺ０。仿真得到的最高驻波比值为１２７０。 ０ １ ２ ３ ４ ５ ６ ７ ８ ｆ／ＧＨｚ 图６滑块距中心导体０．１ｍｍ时的』Ｓｌｌ｛图 ｔｉＧ／ｔｚ 图７滑块距中心导体０．１ｍｍ的ＶＳＷＲ图 ３．３滑块插入深度对系统反射系数的影响 图８为滑块沿同轴线径向移动时，Ｊ ｓ Ｊ值随滑块与中心 导体距离Ｈ的变化曲线。由图可见，Ｈ越小，滑块越靠近中心 导体，等效电容越大，Ｉ ｓ Ｉ值越大，反射越强，反之 『ｓ Ｉ值则越小。在滑块位置不变的情况下，工作频率越高， ｆ ｓ Ｉ值越大，反射越强。这表明，仿真结果与阻抗调谐器的 设计原理是一致的。 剖 ０疆 １．。｛ ：： Ｌ —Ｔ— — —■ ｔ／／Ｒｉｍ 图８ ｆ ｓ１１ ｌ随滑块径向移动距离的变化曲线 ３．４滑块间距变化对系统反射系数的影响 图９为滑块１（２１ｍｍ）不动，滑块２（１２ｒａｍ）移动情况下 的仿真曲线图。两滑块之间的距离分别为３０ｒａｍ、５０ｒａｍ、 ７０ｍｍ。由仿真结果可见，两滑块之间的距离大小对低频端和高 频端有较大影响。随着两滑块距离的增大，反射系数值在０．８ 以上的频率范围变大，阻抗调谐器的工作频带变宽。但滑块距 离在增加到一定程度后反射系数没有明显变化，相反在个别频 率点上会产生谐振，反射系数变小，影响调谐器调节性能。 中华测控网 ｃｈｉｎａｍｃａ．ＣＯｍ ０． ０． ｆ／ＧＨｚ 图９ Ｉ Ｓ Ｉ随滑块间距的变化曲线 ３．５ 同轴线开槽宽度对系统反射系数的影响 图１Ｏ表示同轴线开槽宽度叫对反射系数的影响 由图可 见，开槽宽度越小，反射系数幅值在０．８以上的频带越窄，伴 随的谐振越强；开槽宽度越大，反射系数幅值在０．８以上的频 带越宽，谐振越弱。但伴随的谐振次数增多，同样不利于调谐 器的调谐性能。当同轴线开槽为７ｍｍ时，反射系数幅值高于 ０．８的频率范围最大，谐振次数最少，可以达到的阻抗调谐范 围最大，调谐性能最好。 ｌ Ｏ ０ ０ 目０ Ｏ ｆ｛ＧＨｚ 图１ｏ ｊ Ｓ Ｉ随同轴线开槽尺寸的变化曲线 ４结论 本文设计了一种基于同轴开槽线的阻抗调谐器，工作频段 为０．８￣６ＧＨｚ。通过软件建模和仿真，结果显示：阻抗调谐器 的调谐性能主要受到滑块插入深度和频率的影响，开槽尺寸与 滑块间距对调谐性能影响不大。设计的阻抗调谐器具有良好的 调谐特性，在较宽频率范围内使反射系数幅值达到０．８以上， 从而使阻抗值可在Ｏ～６。Ｏ０ＯＱ范围内进行调谐，满足设计要求。 同时，仿真结果还验证了阻抗调谐器的基本设计原理。 本文的设计结果对调谐器的实际应用有重要的参考价值。 对于双导纳滑块结构，不可避免的会在某些频率点上产生谐振， 产生坏点，致使反射系数降低，影响调谐性能。进行实际测试 后，编写软件程序进行处理就可以去除这些坏点，完善阻抗调 谐器的调谐性能。 参考文献： Ｅ１］Ｓｉｍｐｓｏｎ，Ｇａｒｙ，Ｐｏｌｌａｒｄ，Ｒｏｇｅｒ．Ａｕｔｏｍａｔｅｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｕｎｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｓ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ ＥＪ］．ＩＥＥＥ．ＡＲＦＴＧ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｄｉｇｅｓｔ－－ｓｐｒｉｎｇ，２９ｔｈ．Ｖｏ１．１１，Ｊｕｎｅ １９８７．ＰＰ．６６—８９． ［２］Ｐｉｅｒｐｏｉｎｔ，Ｍ．；Ｐｏｌｌａｒｄ，Ｒｏｇｅｒ．Ｄ．；Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎ，Ｊ．Ｒ．；Ａｎ Ａｕｔｏｍａ— ｔｅｄ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ Ａｍｐｌｉｉｆｅｒ Ｌｏａｄ——Ｐｕｌｌ ａｎｄ Ｖｅｒｉｆｙｉｎｇ Ｌａｒｇｅ－－Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｖｉｃｅ Ｍｏｄｅｌｓ ＥＪ３．ＩＥＥＥ．ＭＴＴ．１９８６，８６ （１）：６２５—６２８． （下转第６６３页） 第３期 沈兆军，等：基于ＤＳＰ的列车信号处理算法分析 ・ ６６３ ・ 滤波算法计算量非常小ｒ６］。 １．５获得调制信号频率 式中，Ｓ（ ）是信号的功率谱密度在频率点 处的值。可 见，由于噪声的存在，每个Ａ，（￡）值都增加了一个相同的常 数项 ，而它对载频的判决比较是没有任何影响的。因此， 本算法对任何强度的白噪声具有天然的抑制作用。 经过测试，也验证了我们的推断的正确性，在轨道信号上 加载了多种噪声信号，在一个较宽的噪声幅度内，ＡＴＰ系统 上述检测算法得到了精确的载波频率值，统计当前载频的 持续时间，就可以直接计算得到调制信号的频率。例如对于 ＵＭ一７１上行模式，在一个铁轨的ＢＬＯＣＫ内，载波频率在 １６８９Ｈｚ和１７１１Ｈｚ之间交替变换，其变换频率为１０．３ Ｈｚ， １１．４ Ｈｚ，…，２９Ｈｚ。当每次载频变换的时刻，设统计该载频 持续了Ｍ点，因为载频信号的上下边频的持续市价是严格相 的输出依然保持了较高的正确性。 （３）抗干扰能力 等的，而轨道信号在过频点处的相位是连续的。因此，调制信 号频率为ｌ厂ｍ一，５／２Ｍ。式中， 是采样频率。 本算法实质上是计算采样信号在４个参考频率点上的功率 密度谱值。假设信道中存在某个窄带干扰源，如果它的各次谐 波分量与任何参考信号是非正交的，则对该干扰信号与参考信 号的乘积求积分将得到一个有界的结果，不会对载频检测产生 不利影响。因此在列车行驶过程中，上行与下行信号之间以及 不同模式信号之问不会相互干扰。 ２互相关算法的测试效果 采用相关检测算法具有低延迟时间、信噪比性能好、抗干 扰能力强和计算简单的优点。 （１）延迟时间 本算法计算非常简单。载波检测对每个采样点只进行８次 乘法运算和４次平方和运算，以及为完成累加而进行的８次 载频检测延迟近似为互相关运算中积分区间长度的一半， 即Ｎ／２个样点，对于ｕＭ一７１就是６．３ｍｓ。非线性平滑滤波 器的延迟为ｎ个样点，可以忽略不计。求低频调制信号的延迟 加、减法运算。采用不定长参考信号使本算法需要的存储量非 常小，平滑滤波的计算量也非常小。 为该调制信号周期的一半 ／２一ｉ／２ ，不同的调制频率对 应不同的延迟时间。当调制信号为１Ｏ．３Ｈｚ时，该延迟达到最 大值为４９ｍｓ；当调制信号为２９Ｈｚ时，该延迟达到最小值为 １７ｍｓ。因此该算法的总延迟时间为近似２３～５６ｍｓ之间。而现 有的技术一般为延迟０．４ｓ以上。可见，互相关算法在时间延 迟性上大大优于现有技术。 ３ 结论 解调算法模块是在ＤＳＰ进入工作状态后所执行的首要任 务，采用互相关解调算法（能量算法）对轨道信号进行解调， 具有运算速度快、精度高、抗干扰性能好和对硬件资源要求 低等特点。经过反复的轨道信号实测，完全符合相关标准。 参考文献： （２）信噪比性能 假设信道中存在与信号不相关的功率为 ／丁的平稳白噪 声Ｎ（ ），则用４个参考信号（频率分别为 ，ｉ一１，２，３， ４）分别进行相关运算得到： ｒ １ｌ ２ ［１］毛俊杰．高速铁路列车速度自动控制系统［Ｍ］．北京：中国铁道 出版社，ｌ９９４． ［２３魏学业．基于ＤＳＰ的电务试验车自动测试系统［Ｊ３．电子测量与 仪器学报，１９９７，（１１）：５０—５４． ［３］刘金虎．铁路专用通信［Ｍ］．北京：中国铁道出版社出 版，２００５． Ａ （ｆ）一ｌＩ Ｉｓ（ｔ）＋Ｎ（ ）］ｅｘｐ（２￣ｒｆ ￡）ｄｔ ｌ ＩＪ丁 ｒ Ｉ 考虑到噪声与信号不相关，可把上式写为如下形式： Ａ （￡）＝（１［ｓ（ ）＋Ｎ（ｆ）］ｅｘｐ（２７ ｔ）ｄｒ） ＴＪ ｒ ［４］ｃ．Ｉ Ｅｍｍａｎｕｅｌ，Ｗ．Ｊ Ｂａｒｒｉｅ著．数字信号处理实践方法［Ｍ］．罗 鹏飞、杨世海、朱国富、谭全元，等译．北京：电子工业出版 社，２００４． （Ｉ［５（￡）＋Ｎ（ｔ）］ｅｘｐ（２ｚｒｆ ｆ）ｄｔ）一 丁Ｊ ［５］王世一．数字信号处理［Ｍ］．北京：北京理工大学出版 社．１９９７． （ ）ｓ （ｒ）ｅｘｐＥ２ ｆ（ 一ｒ）］ｄｔｄｒ＋ ｒ Ｅ６］Ｔｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ．ＴＭＳ３２０Ｃ２８ｘ Ｏｐｔｉｍｉｚｉｎｇ ｃ／ｃ＋ 丁ｆ ｆ Ｎ（ ）ｌ ｄｔ—ｓ（ ）＋ ＪＴ ＋Ｃｏｍｐｉｌｅｒ Ｕｓｅｒ’Ｓ Ｇｕｉｄｅ［ｚ］．Ｏｃｔｏｂｅｒ，２００５． （上接第６６０页） ［３］Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅ ４２．Ｕｓｉｎｇ Ｓｔｕｂ Ｔｕｎｅｒｓ ａｎｄ Ｓｌｉｄｅ Ｓｃｒｅｗ Ｔｕｎｅｒｓ ＥＰ］．Ｆｏｃｕｓ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｓ，１９９９． Ｅｖ］Ｍａｕｒｙ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ，１９９７． ［７］刘华，王利斌．微波自动阻抗匹配系统的研究［Ｊ］．电子测量 ． 技术，２００７，３０（６）：４０～４２． ［４３ Ｆｏｃｕｓ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｉｎｃ．０．８ ｔｏ １８ ＧＨｚ Ｔｕｎｅｒ ｗｉｔｈ Ｖｅｒｙ Ｈｉｇｈ ＶＳＷＲ ［Ｐ］，ｏｐｔｉｏｎ ＨＲ一３０８ ａｎｄ ＨＲ一１８０３．Ａｕｇｕｓｔ １９９６，． ［５３ Ｐｒｏｄｕｃｔ Ｎｏｔｅ ４５，“Ｍａｎｕａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｕｎｅｒｓ，ｍｏｄｅｌ ＭＭＴ”ＥＰ］． Ｍａｕｒｙ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ，１９９７． ［８］梁昌洪，谢拥军，官伯然．简明微波［Ｍ］．北京：高等教育出版 社，２００６． ［９３齐伟伟．基于负载源牵引法的微波大功率自动测试系统的研制与 应用［Ｄ］．成都：电子科技大学，２００７． ［６３ Ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ ａｎｄ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｐｒｏｄｕｃｔ ｃａｔａｌｏｇ 中华测控网 ｃｈｉｎａｍｃａ．ｃｏｒｎ
