２０１２年第５期 煤矿机 电 ・９１・ 中小功率矿井提升机变频调速系统的设计 张莹 ，俞良 （１．晋城煤炭规划设计院，山西晋城０４８０００；２．中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州２２１００８） 摘要： 针对我国部分矿井提升机调速系统效率低、成本高、能源浪费、谐波污染大的现状，提出 了一种新型的双ＰＷＭ变频调速系统的设计方案。设计了一种基于滑模控制的ＰＷＭ整流器，其电 压外环采用滑模变结构控制，电流内环采用前馈解耦控制，并利用空间脉宽矢量调制（ＳＶＰＷＭ）算 法提高直流电压利用率。仿真结果证明了该方案的有效性。 关键词： 矿井提升机；ＰＷＭ整流器；滑模控制；空间矢量脉宽调制 中图分类号：ＴＭ９２１．５１ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００１—０８７４（２０１２）０５—００９１—０４ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｒｉｖｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ Ｍｉｎｅ Ｈｏｉｓｔ ｗｉｔｈ Ｍｅｄｉｕｍ ａｎｄ ＳｍａｌＩ Ｐｏｗｅｒ ＺＨＡＮＧ Ｙｉｎｇ ，ＹＵ Ｌｉａｎｇ （１．Ｊｉｎｃｈｅｎｇ Ｃｏａｌ Ｐｌａｎｎｉｎｇ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｊｉｎｃｈｅｎｇ ０４８０００，Ｃｈｉｎａ； ２．Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｃｈｉｎａ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｍｉｎｉｎｇ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｘｕｚｈｏｕ ２２１００８，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ： Ｍｏｓｔ ｏｆ ｏｕｒ ｃｏｕｎｔｒｙ ｃｏａｌ ｍｉｎｅ ｈｏｉｓｔ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ｎｏｔｅｄ ｂｙ ｈｉｇｈ ｃｏｓｔ，ｌｏｗ ｅｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｅｎｅｒｇｙ ｗａｓｔｅｄ ｆａｎｄ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｐｏｌｌｕｔｉｏｎ．Ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｃｈａｎｇｅ ｔｈｅ ｓｉｔｕａｔｉｏｎ，ｐｒｏｐｏｓｅｓ ａ ｄｅｓｉｇｎ ｓｃｈｅｍｅ ｏｆ ｎｅｗ ｔｙｐｅ ｏｆ ｄｕａｌ—ＰＷＭ ｒｅｑｕｅｎｃｙ－ｃｏｎｖｅｒｓｉｆｏｎ ｓｐｅｅｄ—ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｐｕｌｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ｉｔ ｕｓｅｓ ｔｈｅ ｓｌｉｄｉｎｇ ｍｏｄｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ａｓ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｌｏｏｐ ａｎｄ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄ—ｆｏｒｗａｒｄ ｄｅｃｏｕｐｌｅｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ａｓ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ－ｌｏｏｐ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔ ｖｅｒｉｉｅｓ ｔｈｅ ｖａｌｉｄｉｔｆｙ ｏｆ ｔｈｅ ｓｃｈｅｍｅ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ： ｍｉｎｅ ｈｏｉｓｔ；ＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ；ｓｌｉｄｉｎｇ ｍｏｄｅｌ ｃｏｎｔｒｏｌ；ＳＶＰＷＭ ０ 引言 设计了滑模控制电压环，结合ＳＶＰＷＭ算法的控制 策略。该系统在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ仿真软件下建立 ＰＷＭ整流器的仿真模型，通过仿真波形验证表明， 采用该控制策略的整流器具有动态响应快，输出直 流电压稳定，功率因数高，以及能量具有双向流动等 优点 。 １双ＰＷＭ变频调速系统原理 矿井提升机是矿山生产的关键设备，担负着提 升矿物、升降人员、设备和下放材料的任务，是联系 井上与井下运输的枢纽，其运行的安全性和可靠性 对矿山生产起着至关重要的作用。目前，我国很多 矿井提升机采用传统的交流绕线式电动机转子串电 阻调速电控系统，控制串人转子回路中不同阻值的 电阻进行组合，虽然设备简单，也达到调速目的，但 控制的精度不高，调速性能也较差，能量浪费严重。 对此，本文提出了一种新型的双ＰＷＭ变频调速系 统。 系统主要由ＰＷＭ整流器和ＰＷＭ逆变器组成， 不需要增加其它任何电路就可方便地实现能量向电 网回馈，能量的双向流动，以及电动机四象限运行， 达到节能减耗的目的。该系统非常适合矿井提升机 启动加速、等速、制动减速、停止抱闸等各环节的控 制 。 该系统中高频ＰＷＭ整流器是关键技术，在三 相电压型ＰＷＭ整流器（ＶＳＲ）前馈解耦的基础上， ・９２・ 煤矿机电 ２０１２年第５期 图１为双ＰＷＭ变频调速系统主电路拓扑结构 电流前馈解耦控制如图３所示。 框图。 ＶＤ４ ＶＤ５ ＶＤ２ 图１双ＰＷＭ系统拓扑结构 ２ ＰＷＭ整流器数学模型及前馈解耦控制策略 三相ＰＷＭ整流器主电路如图２所示，在ｄ—ｑ 坐标系下，以ｄ轴电源电压矢量定向的ＰＷＭ整流 器模型为 ： ＝ ＋Ｌｗｉｑ Ｕｄ －Ｒｉｑ＋Ｌｗｉｄ （１） ｄ ｕｄＣ ！，＝吾 ¨Ｌｓ 式中： ——旋转角速度； Ｓ 、Ｓｑ——开关函数。 ｉ Ｄ 图２三相电压型ＰＷＭ整流葫拓扑结构 由于ｄ．ｑ轴电流不独立，存在交叉耦合关系，不 但电压无法进行单独控制，而且给控制器的设计带 来一定的困难。为此，引入ｉ 、ｉ。的前馈解耦控制， 对ｕ 、ｕ。进行前馈补偿，得到电流控制的两相旋转 坐标系下电压指令为： （［ Ｕｄ— ＋等 ＋ “ （２） — ＋譬） ｔｑ—ｉｑ 一 ＋ 式中：Ｋ Ｋ ——分别为电流环比例调节增益和积 分调节增益； ——、 分别为ｉ 、ｉ。电流指令值； ｓ——微分算子。 图３前馈解耦控制框图 ３三相ＶＳＲ控制系统设计 ３．１滑模控制电压外环的设计 滑模控制能使系统状态轨迹沿着所设计的滑模 面运动到平衡点，一旦系统进入滑动模态，在一定条 件下对外界干扰及参数扰动具有不变性…，而且具 有比鲁棒性更加优越的完全自适应性，更强的抗扰 性，更好的动态响应。 选取滑模面： ｓ ＋ ＋卢 ＝ ｅ ＋卢 一 ＝ ｒ）＋ 警＋ Ｃ ＝。（３） 式中，ｅ ＝ｕ 一“ 。；Ｕｃｒｅｆ为输出电压给定值；“ 。为直 流侧电容电压。 由于： 誓一 一 一 ｄ一半＋一 ＋ ｅｑ （４） 网侧为对称三相电压，稳态时ｉ。＝０，ｅ ＝０， 誓＝ｏ，则式（４）可化为： ｗＬｉｄ Ｓｑ：（５） 稳态时，ｉ ＝０，输出“如：“ ，可以得出： ． ．ｄｕ Ｓｄ： ——二 ：互：至 ————‘＿—————一 ＿ ｆ【６Ｏ ）Ｊ 根据功率平衡（ｅ 一Ｒｉ ）ｉ ＝ ，可得到： Ｓｄ： —— （一／） 将式（５）、式（７）代入式（３），则： ｓ＝ ｄｕｃｒｅｆ＋ 志一 ｉｄ＝ 一ｉｄ＝０ 其中： ２０１２年第５期 煤矿＋ ＋ ３．２电流内环的设计 基于前馈的控制算法使三相ＶＳＲ电流内环实 现了解耦控制，两个电流内环是对称的。以ｉ 控制 为例说明电流调节器的设计。 整流器通常用一个高增益小时间常数的一阶惯 性环节来代替，同时须考虑电流内环信号采样的延 迟 。电流内环控制结构如图４所示。图中， 为 电流内环电流采样周期， ｗ 为整流桥ＰＷＭ等效 增益。 匮 图４电流内环控制结构 由于电流内环的设计要考虑电动势的扰动对输 出的影响，为提高抗干扰性能，电流内环设计中采用 典型的Ⅱ型系统。 近似确定ＰＩ调节参数，令 『 ＝Ｌ／Ｒ。当ｗＬ＞＞Ｒ 时（∞为电流内环截止频率），忽略交流侧的电阻， 则电流内环结构如图５所示。 司 卧 图５电流内环简化结构 按照典型的Ⅱ型系统设计的电流内环调节器， 从图５的电流内环结构，可以推导出电流内环的开 环传递函数为： ，＝ （８） ７Ｉ Ｌ Ｓ 一（１ ７’ ＋１） 为Ｊ，提高电流相应的快速性，设计＿ｒ适当的中 频宽度ｈ ，现取ｈ ＝５，则由典型Ⅱ型系统设计关系 可得： Ｋ￣ＫｐｗＭ正 ＝ ２ （９） ｒ 由此得出： Ｋ ＝ ６Ｌ （１０） （１１） ４空间电压矢量（ＳＶＰＷＭ）控制原理 空间矢量ＰＷＭ是依据整流器空间电压矢量切 换来控制整流器的．具有申．压利用率高．动态响廊怏 机 电 ・９３・ 等优点 。 ４．１扇区判断 根据功率管不同的开通和关断状态，整流器有 ８种导通模式，对应８个空间电压矢量状态（０００— １１１），矢量分布如图６所示。 ４（００１） （１０１） 图６矢量分布图 如图６所示，在两相静止坐标系 ， 下， 耐在 一个载波周期 中的作用效果可等效为 。 ＝ ＋ ， 耐所在的扇区由 和 决定，若 ｒｅｆ 在第一扇区，则由图７可知： ＞０，且 ／％＜３ 图７ 电压矢量作用顺序的分配 同理可得ｕ ，在其它扇区时的等价条件，归纳 总结可定义： ｒ ｛Ｙ＝￣Ｙｕ 一 （１２） ｚ＝一√３Ｕ 一 并令Ｎ＝ｓｉｇｎ（Ｘ）＋２ｓｉｇｎ（Ｙ）＋４ｓｉｇｎ（Ｚ），其中 ｓｉｇｎ是符号函数。则Ｎ与所属扇区的对应关系，如 表１所示。 表１扇区表 Ⅳ ３ １ ５ ４ ６ ２ 星旦垦 ！ 里 ４．２空间矢量作用时间的计算 以第１扇区为例，可得： 』 ＋ ｃ。ｓ ６０。＝ （１３） 【 ｓｉｎ ６０。＝ 当电压矢量所对应的开关管导通时，有： ・９４・ ，） 煤矿机 电 ２０１２年第５期 Ｕ ÷ （ｉ＝１，２，…，６） Ｕ／３ （１４） 由式（１３）、式（１４）可得： ＝ 一 ｔ／ｓ ＝ 图１０再生制动逆变状态下的Ａ相输入电压、电流波形 同理可计算当Ｕ耐在其它扇区的 和 ，并对 其进行饱合判断。若 ＋ ＞Ｔｓ，则定义：为了填补 和 ＋７１２之间的时间差，在 ， 逼近 的过 程中需插入零矢量其作用时间为：ｒ，ｎ＞ —Ｔ 一 。 ４．３ 电压空间矢量的作用顺序 以第１扇区为例，合成第１扇区相邻两个矢量 分别为ｕ１（１００），Ｕ２（１１０）。若采用零矢量对称的 插入法，则三相桥臂导通情况，如图７所示。转换顺 序为：ｏ０Ｏ一１ｏ０—１１０—１ １ １－－＋１ １０ ｌｏ０一ｏ００。其它 扇区开关矢量分配类似。 ５仿真结果 系统在Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ环境下进行仿真，主要 参数为：电源频率５０ Ｈｚ，三相交流电压幅值３１０ Ｖ， 交流侧滤波电感 取２ ｍＨ，直流滤波电容Ｃ取 ２ ２００ ＩｘＦ，开关频率为５ ｋＨｚ，直流侧电容电压控制 目标为６００ Ｖ。仿真求解器算法采用ｏｄｅ２３ｔｂ［７ ．。 仿真结果如图８、图９、图１０所示。其中图８为 直流输出电压波形，图９为交流输入电压电流波形。 从图中可以看出，系统运行在整流状态时，能稳定的 输出目标直流电压，超调ｑＥ４，，具有良好的快速性和 稳态精度，其网侧电流和电压同相位，电流波形基本 为正弦波，实现了单位功率因数运行。 ７００ ６００ ５００ ４００ ３００ ２００ １ＯＯ ０ 图８直流侧电压波形 图９ Ａ相电压、电流波形 由图１０可看出，整流器在再生制动逆变状态下 的电压和电流也均为正弦波，相位基本相反，很好地 实现了高功率因数下能量的有效回馈，达到了节能 的效果。 ６结论 针对目前中小功率矿井提升机调速系统效率 低、能量浪费严重、谐波污染大等缺陷，本文提出了 基于滑模控制的ＰｗＭ整流器电压环设计，并结合 ＳＶＰＷＭ算法的控制策略。仿真结果表明：该系统 实现了网侧单位功率因数和能量的双向流动，提高 了效率，节省了能量的消耗，验证了所提出的控制策 略的有效性、合理性。 参考文献： ［１］ 潘龙刚，张传信，胡福祥，等．矿井提升机传动系统方案的探讨 ［Ｊ］．金属矿山，２０１０（１２）：１３—１２７． ［２］李荣生，宋平．基于变频器控制的矿井提升机系统［Ｊ］．工矿自 动化，２００８，１２（６）：１２８ １３２． ［３］ ＯＨＮＵＫＩＴ．Ｈｊｇｈ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ ｗｉｔｈ ａｎ ａｎａｌｏｇ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， １９９６，１１（３）；４６０－４６５． ［４］ Ｓｉｌｖａ Ｊ Ｆ．Ｓｌｉｄｉｎｇ—ｍｏｄｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｂｏｏｓｔ—ｔｙｐｅ Ｕｎｉｔｙ—ｐｏｗｅｒｉａｃｔｏｒ ＰＷＭ Ｒｅｃｔｉｉｆｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９９， ４６（３）：５９４４５０３． ［５］ 赵辉．新型的矿井提升机电控系统［Ｊ］．煤矿机电，２００９（４）： １９．２１． ［６］ ＭＡＬＩＮＯＷＳＫＩ Ｍ，ＪＡＳＩＮＳＫＩ Ｍ，ＫＡｚＭＩＥＲＫ０ｗｓＫＩ Ｍ Ｐ．Ｓｉｍｐｌｅ ｄｉｒｅｃｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－－ｐｈａｓｅ ＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ ｕｓｉｎｇ ｓｐａｃｅ—ｖｅｃ－ ｔｏｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＤＰＣ—ＳＶＭ）［Ｊ］ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓ—ｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，５１（２）：４４７－４５４． ［７］李守蓉，田铭兴．三相ＳＶＰＷＭ整流器主电路参数的设计［Ｊ］． 电气传动自动化，２００９，３１（４）：４５－４７． ［８］ 方宇，裘迅，邢岩，等．三相高功率因数电压型ＰＷＭ整流器建 模与仿真［Ｊ］．电丁技术学报，２００６（１０）：４４＿４９． 作者简介：张莹（１９８７一），男，助理ｇＦ－程师。２００７年毕业于潞安职 业技术学院矿山机电专业，现主要从事矿井供配电设计工作。 （收稿日期：２０１２—０４—１７；责任编辑：姚克）
